电力变换装置的制作方法

本发明涉及具备逆变器(inverter)电路的电力变换装置。

背景技术：

专利文献1公开了为了抑制开关噪声(switching noise)向商用交流电源侧的传导而在AC电源与逆变器之间设有滤波器的电路。

专利文献2公开了使开关电路在利用频谱扩散(spectrum spreading)的开关模式下动作的技术。由此，使开关噪声分散而使测定的噪声的峰值降低。

专利文献1：日本特开平10－107571号公报

专利文献2：日本特开2010－17042号公报

但是，在专利文献1、2记载的技术中需要进一步的改进。

技术实现要素：

为了解决上述课题，本申请的一个实施方式的电力变换装置，具备：第1检测电路，取得从交流电源输入的交流电压及交流电流的至少一方的信息；整流电路，对从所述交流电源输入的所述交流电压进行整流及平滑化，输出具有脉动电流的直流电压；逆变器电路，包含开关，将从所述整流电路输入的所述直流电压变换为交流电压；以及控制电路，生成用于控制所述开关的脉冲信号。所述控制电路，(A)基于从所述第1检测电路输入的所述信息，判定所述整流电路是否处于能使在所述开关中发生的开关噪声向所述交流电源侧通过的传导状态，(B)至少在判定为所述整流电路处于所述传导状态的期间，使所述脉冲信号的频率随着时间经过而变动。

根据本申请的一个实施方式的电力变换装置，能够抑制传导噪声且抑制开关损耗的增大。

附图说明

图1是实施方式1的电力变换装置的电路图。

图2A是表示一定频率的PWM信号的波形Fcn的一例的图。

图2B是表示进行了频谱扩散的PWM信号的波形Fsp的一例的图。

图3A是表示通过对图2A所示的波形Fcn进行傅里叶变换而得到的波形FFTcn的图。

图3B是表示通过对图2B所示的波形Fsp进行傅里叶变换而得到的波形FFTsp的图。

图4是参考例的电力变换装置的电路图。

图5是表示实施方式的电力变换方法的一例的流程图。

符号说明

10 电力变换装置

101 整流电路

102 商用交流电源

103 二极管电桥

104 平滑电容器

105 逆变器电路

106a、106b、106c、106d、106e、106f 开关元件

107a、107b、107c、107d、107e、107f 开关控制信号

108 马达

109 频率决定电路

110 输入检测电路

111 直流电压检测电路

112 脉冲生成电路

113 频率信号

114 输入电压检测信号

115 直流电压检测信号

具体实施方式

(成为本申请的基础的认识)

电力变换装置具备包含开关元件的开关电路。开关电路通过脉冲信号的施加而被控制开关元件的导通及非导通，从而生成表现出所希望的波形的电压和电流。作为适用于电力变换装置的开关电路的例子，可以举出斩波电路及逆变器电路。作为向开关电路输入的脉冲信号之一，有PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)信号。PWM信号通过使某基本频率的矩形波的时间比率变化而生成。

这样的开关电路通过开关动作而发生开关噪声。存在该开关噪声向商用交流电源侧传导、对与商用交流电源连接的其它电气设备造成不良影响的课题。为了防止该情况，在开关电路中，按照规格而规定了开关噪声的测定法及限度值，强烈地追求开关噪声的抑制。

图4是参考例的电力变换装置10A的电路图。电力变换装置10A具备整流电路1010、逆变器电路1050、频率决定电路1090及脉冲生成电路1120。整流电路1010具备二极管电桥1030、平滑电容器1040及直流电压检测电路1110。二极管电桥1030对从商用交流电源1020输入的交流电压进行整流。平滑电容器1040使被二极管电桥1030整流后的交流电压平滑化。直流电压检测电路1110检测被平滑电容器1040平滑化后的具有脉动电流的直流电压Vi。逆变器电路1050是三相逆变器，根据由脉冲生成电路1120生成的PWM信号进行开关而驱动马达1080。

频率决定电路1090生成用于使PWM信号的频率随着由直流电压检测电路1110检测出的直流电压Vi的增大而上升的频率信号1130，并向脉冲生成电路1120输出。

脉冲生成电路1120生成具有频率信号1130所示的频率的PWM信号，并向构成逆变器电路1050的各开关元件输入。

这样，电力变换装置10A对应于直流电压Vi的增大而使PWM信号的频率增大。由此，电力变换装置10A使PWM信号具有频谱扩散的效果，抑制因开关噪声向商用交流电源1020传导而产生的传导噪声。

频谱扩散用于使PWM信号的基本频率与时间一起变动。例如在用于马达驱动的逆变器电路等中，为了维持马达的驱动特性，无法使PWM信号的基本频率下降到规定频率以下。因此，要求使PWM信号的基本频率向高频变动。

在开关元件导通的状态下，在开关元件中流过与负载的状况相对应的电流，通过在开关元件中发生的电位差而发生损耗。这里，在开关元件导通的状态下，在开关元件中发生的电位差非常小，因此其损耗是有限的。并且，在开关元件非导通的状态下，在开关元件中几乎不流过电流，因此几乎不发生损耗。

另一方面，在通过开关动作而开关元件从导通状态向非导通状态变化或从非导通状态向导通状态变化的过渡期间，电压及电流不同时为零，在开关元件中发生损耗。该损耗被称为开关损耗。开关损耗每当进行开关时发生，因此若开关的频率变高，则单位时间的开关次数增加，开关损耗相对地增加。参考例的电力变换装置10A中，为了抑制传导噪声而增大了PWM信号的频率，因此存在开关损耗增大、电力变换效率降低的课题。

因此，本申请提供抑制传导噪声且抑制开关损耗的增大的电力变换装置。

(实施方式的概要)

本申请的一个实施方式的电力变换装置，具备：整流电路，对从交流电源输入的交流电压进行整流及平滑化，输出具有脉动电流的直流电压；输入检测电路，检测从所述交流电源输入的交流电压或交流电流的状态；逆变器电路，利用开关元件将从所述整流电路输出的直流电压变换为交流电压；脉冲生成电路，生成用于控制所述开关元件的脉冲信号；以及频率决定信号，基于由所述输入检测电路检测出的状态，检测在所述开关元件中发生的开关噪声向所述交流电源传导的传导期间，至少在所述传导期间中使所述脉冲信号的频率变动。

根据该结构，在开关噪声向交流电源侧传导的传导期间，对脉冲信号赋予频谱扩散的效果。并且，不附加用于抑制传导噪声的滤波器及/或外部电路就能够抑制开关噪声。例如，在传导期间以外的非传导期间，既可以将脉冲信号的频率维持为一定频率，也可以在比传导期间的脉冲信号的频带低的频带中使脉冲信号的频率变动。由此，能够抑制开关损耗的增大，提高电力变换效率。

在上述实施方式中，也可以是，所述输入检测电路将从所述交流电源输入的交流电压的电压值作为所述状态来检测，将检测出的所述电压值作 为输入电压检测信号向所述频率决定电路输出。

根据该结构，频率决定电路能够使用交流电压检测传导期间。

在上述实施方式中，也可以是，所述输入检测电路将从所述交流电源输入的交流电流的电流值作为所述状态来检测，将检测出的所述电流值作为输入电流检测信号向所述频率决定电路输出。

根据该结构，频率决定电路能够使用交流电流检测传导期间。

在上述实施方式中，也可以是，所述整流电路具备直流电压检测部，该直流电压检测部检测具有所述脉动电流的直流电压，并将检测出的所述直流电压作为直流电压检测信号向所述频率决定电路输出。

根据该结构，频率决定电路能够使用直流电压检测传导期间。

在上述实施方式中，也可以是，所述输入检测电路将从所述交流电源输入的交流电压的电压值作为所述状态来检测，将检测出的所述电压值作为输入电压检测信号向所述频率决定电路输出。所述频率决定电路，使用所述输入电压检测信号计算从所述交流电源输入的交流电压的绝对值，并使用所述直流电压检测信号计算具有所述脉动电流的直流电压，在计算出的所述交流电压的绝对值比计算出的所述直流电压大的情况下，将所述脉冲信号的频率在从第一频率到比所述第一频率高的第二频率的范围内决定为按时间而不同的频率，在计算出的所述交流电压的绝对值在计算出的所述直流电压以下的情况下，将所述脉冲信号的频率在从第三频率到比所述第三频率高的第四频率的范围内决定为按时间而不同的频率，或者决定为所述第四频率，所述第二频率比所述第四频率高。

在传导期间内，从交流电源输入的交流电压的绝对值变得比通过整流电路进行了整流及平滑化的直流电压大。因此，能够在传导期间中向脉冲信号施加频谱扩散的效果而抑制开关噪声。

并且，在从交流电源输入的交流电压的绝对值为进行整流及平滑化而得到的直流电压以下的非传导期间中，开关元件以比第二频率低的频率驱动，因此能够抑制开关损耗的增大。在非传导期间中在从第三频率到第四频率的范围内使频率变动的情况下，在非传导期间中也能够抑制传导噪声。

在上述实施方式中，也可以是，所述频率决定电路，使用所述输入电流检测信号计算从交流电源输入的交流电流的绝对值，根据计算出的所述 交流电流的绝对值判定是否为所述传导期间，在所述传导期间中，将所述脉冲信号的频率在从第一频率到比所述第一频率高的第二频率的范围内决定为按时间而不同的频率，在非传导期间中，将所述脉冲信号的频率在从第三频率到比所述第三频率高的第四频率的范围内决定为按时间而不同的频率或者所述第四频率，所述第二频率比所述第四频率高。

根据该结构，根据交流电流的绝对值判定是否为传导期间，在传导期间中能够抑制传导噪声。另一方面，在非传导期间中，开关元件以比第二频率低的频率驱动，因此能够抑制开关损耗的增大。并且，在非传导期间中在从第三频率到第四频率的范围内使频率变动的情况下，在非传导期间中也能够抑制传导噪声。

并且，在上述实施方式中，也可以是，所述输入检测电路将从所述交流电源输入的交流电压的电压值作为所述状态来检测，将检测出的所述电压值作为输入电压检测信号向所述频率决定电路输出。所述频率决定电路，使用所述输入电压检测信号计算从所述交流电源输入的交流电压的相位，根据计算出的所述交流电压的相位判定是否为所述传导期间，在所述传导期间中，将所述脉冲信号的频率在从第一频率到比所述第一频率高的第二频率的范围内决定为按时间而不同的频率，在非传导期间中，将所述脉冲信号的频率在从第三频率到比所述第三频率高的第四频率的范围内决定为按时间而不同的频率或者所述第四频率，所述第二频率比所述第四频率高。

根据该结构，根据交流电压的相位判定是否为传导期间，在传导期间中能够抑制传导噪声。另一方面，在非传导期间中，开关元件以比第二频率低的频率驱动，因此能够抑制开关损耗的增大。在非传导期间中在从第三频率到第四频率的范围内使频率变动的情况下，在非传导期间中也能够抑制传导噪声。

以下参照附图对本申请的实施方式进行说明。本申请所示的构成要素、构成要素的配置位置及连接形态、处理、处理的顺序、数值、材料、电压波形、特性等仅为一例。并且，在本申请所示的构成要素中，对于独立权利要求没有记载的构成要素，可以作为任意的构成要素进行说明。

(实施方式1)

图1是本申请的实施方式1的电力变换装置10的电路图。电力变换装 置10具备整流电路101、在整流电路101及马达108之间连接的逆变器电路105、在商用交流电源102及整流电路101之间连接的输入检测电路110、频率决定电路109、脉冲生成电路112。

商用交流电源102是本申请中的“交流电源”的一例。输入检测电路110是本申请中的“第1检测电路”的一例。频率决定电路109及脉冲生成电路112是本申请中的“控制电路”的一例。

商用交流电源102将交流电压Vac向电力变换装置10输入。这里，交流电压Vac例如是电力公司提供的交流电压，是频率为50Hz或60Hz且有效值为100V或200V的交流电压。但这是一例，作为交流电压Vac，可以采用具有与在使用电力变换装置10的国家或场所由电力公司提供的交流电压相对应的频率及振幅的交流电压。另外，虽然在图1的例子中作为交流电压Vac而采用了单相的交流电压，但也可以采用三相的交流电压。

整流电路101包含二极管电桥103及平滑电容器104，将交流电压Vac变换为具有脉动电流的直流电压。以下，将具有脉动电流的直流电压表示为“直流电压Vi”。

二极管电桥103例如由全桥连接的多个二极管构成，对交流电压Vac进行整流。平滑电容器104与二极管电桥103并联，将被二极管电桥103整流后的交流电压Vac平滑化，生成直流电压Vi。另外，二极管电桥103也可以由半桥连接的多个二极管构成。

逆变器电路105与平滑电容器104并联，由具备6个开关元件106a～106f的三相逆变器构成。对于开关元件106a、106c、106e而言，集电极分别与第1线L1连接，构成逆变器电路105的上臂。

对于开关元件106b、106d、106f而言，发射极分别与第2线L2连接，构成逆变器电路105的下臂。

开关元件106a的发射极和开关元件106b的集电极经由连接点PU而与U相线LU连接。开关元件106a、106b构成U相的开关元件。

开关元件106c的发射极和开关元件106d的集电极经由连接点PV而与V相线LV连接。开关元件106c、106d构成V相的开关元件。

开关元件106e的发射极和开关元件106f的集电极经由连接点PW而与W相线LW连接。开关元件106e、106f构成W相的开关元件。

U相线LU将通过开关元件106a、106b的开关动作而生成的U相的驱动信号向马达108供给。V相线LV将通过开关元件106c、106d的开关动作而生成的V相的驱动信号向马达108供给。W相线LW将通过开关元件106e、106f的开关动作而生成的W相的驱动信号向马达108供给。

开关元件106a～106f分别基于由脉冲生成电路112生成的开关控制信号107a～107f进行导通及截止。由此，开关元件106a～106f使向马达108供给的U相、V相、W相的驱动信号变化。

开关元件106a～106f分别在集电极—发射极间连接有回流二极管。由此，开关元件106a～106f作为双向开关发挥功能。

作为开关元件106a～106f，例如可以采用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transister：金属氧化物半导体场效应晶体管)、双极型晶体管等晶体管。

另外，虽然在图1的例子中作为负载而采用了马达108，但这只不过是一例，也可以采用其它负载。

脉冲生成电路112生成用于控制开关元件106a～106f的开关控制信号107a～107f。开关控制信号107a～107f分别为脉冲信号的一例。开关控制信号107a～107f例如是PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)信号。这里，脉冲生成电路112将开关元件106a～106f的频率设定为由从频率决定电路109输入的频率信号113指定的频率。脉冲生成电路112例如包含脉冲生成器。

具体而言，是如下这样的。首先，脉冲生成电路112将载波信号的频率设定为频率信号113指定的频率。接下来，对另行输入的调制波信号和载波信号进行比较，从而生成PWM信号。这里，作为载波信号，例如可以采用三角波信号。此外，作为调制波信号，例如可以采用具有用于使马达108以目标速度旋转的频率及振幅的正弦波信号。

并且，脉冲生成电路112使用生成的PWM信号来生成开关控制信号107a～107f。例如，脉冲生成电路112将生成的PWM信号直接作为U相的上臂的开关控制信号107a生成，并将使开关控制信号107a翻转而得到的信号作为U相的下臂的开关控制信号107b生成。

并且，脉冲生成电路112将相对于开关控制信号107a将相位错开120度而得到的信号作为V相的上臂的开关控制信号107c生成，并将使开关控制信号107c翻转而得到的信号作为V相的下臂的开关控制信号107d生成。

并且，脉冲生成电路112将相对于开关控制信号107c将相位错开120度而得到的信号作为W相的上臂的开关控制信号107e生成，并将使开关控制信号107e翻转而得到的信号作为W相的下臂的开关控制信号107f生成。

输入检测电路110例如通过分压电阻将交流电压Vac分压，并将分压后的交流电压作为输入电压检测信号114向频率决定电路109输出。这里，分压后的交流电压具有交流电压Vac的电压值的信息。基于分压电阻的分压值只要设定为使输入电压检测信号114的动态范围收敛于频率决定电路109的输入范围的值即可。

整流电路101还具备直流电压检测电路111。直流电压检测电路111例如通过分压电阻将直流电压Vi分压，并将分压后的直流电压作为直流电压检测信号115向频率决定电路109输出。这里，基于分压电阻的分压值只要设定为使直流电压检测信号115的动态范围收敛于频率决定电路109的输入范围的值即可。

频率决定电路109使用被输入的输入电压检测信号114计算交流电压Vac的绝对值，并使用被输入的直流电压检测信号115计算直流电压Vi。这里，交流电压Vac的绝对值是交流电压Vac的瞬时值的绝对值，直流电压Vi是直流电压的瞬时值。

并且，频率决定电路109对交流电压Vac的绝对值和直流电压Vi进行比较。频率决定电路109例如可以通过比较器执行该比较。

首先，对交流电压Vac的绝对值比直流电压Vi大的情况进行说明。该情况下，在逆变器电路105中发生的开关噪声经由二极管电桥103向商用交流电源102传导而发生传导噪声。因此，交流电压Vac的绝对值比直流电压Vi大的期间相当于本申请中的“传导期间”的一例。

该情况下，频率决定电路109将用于在从A(Hz)到B(Hz)的范围内使开关控制信号107a～107f的频率变动的频率信号113向脉冲生成电路112输出。由此，电力变换装置10能够使开关控制信号107a～107f的开关 噪声的频率分散而降低传导噪声。

可以是，频率信号113每当经过规定时间使开关控制信号107a～107f的频率在从A(Hz)到B(Hz)的范围内变化。例如，可以重复从A(Hz)到B(Hz)逐渐使频率增大的循环，或者也可以重复从B(Hz)到A(Hz)逐渐使频率减小的循环。

频率决定电路109例如可以通过从将B(Hz)作为最大值且将A(Hz)作为最小值的N个频率之中依次选择1个来使频率变化。N例如可以为3以上，进而也可以为10以上。

在从A(Hz)到B(Hz)使频率变动的循环的1个周期比传导期间短的情况下，能够在传导期间内将频谱充分地扩散。因此，可以预先求出假定的传导期间，以在该期间内频率能够从A(Hz)到B(Hz)进行变动的方式设定上述循环的1个周期。

接下来，对交流电压Vac的绝对值为直流电压Vi以下的情况进行说明。该情况下，在交流电压Vac的绝对值为直流电压Vi以下的情况下，二极管电桥103不导通，通过平滑电容器104的放电向逆变器电路105供电。因此，商用交流电源102与逆变器电路105被电分离，开关噪声不经由整流电路101向商用交流电源102传导。因此，交流电压Vac的绝对值为直流电压Vi以下的期间相当于本申请中的“非传导期间”的一例。

该情况下，频率决定电路109输出用于在从C(Hz)到D(Hz)的范围内使开关控制信号107a～107f的频率变动的频率信号113。由此，电力变换装置10能够使开关控制信号107a～107f的开关噪声的频率分散而降低传导噪声。

使开关控制信号107a～107f的频率在C(Hz)～D(Hz)的范围内变化的方法可以采用与上述的使开关控制信号107a～107f的频率在A(Hz)～B(Hz)的范围内变化的方法相同的方法。

频率决定电路109例如可以通过从将D(Hz)作为最大值且将C(Hz)作为最小值的M个频率之中依次选择1个来使频率变化。M例如可以为3以上，进而也可以为10以上。

此时，A(Hz)～D(Hz)的频率满足以下的关系。

A＜B

C≦D

B＞D

这里，非导通期间中的频谱扩散的最大频率D(Hz)被抑制得比导通期间中的频谱扩散的最大频率B(Hz)低。因此，电力变换装置10能够在非导通期间中抑制每单位时间的开关次数，能够抑制开关损耗的增大。

图2A示出一定频率的PWM信号的波形的一例，图2B示出进行了频谱扩散的PWM信号的波形的一例。在图2A及图2B中，纵轴表示被标准化了的电压[a.u.]，横轴表示时间[sec]。在图2A的例子中，波形Fcn具有6kHz的一定频率。在图2B的例子中，波形Fsp在从6kHz到25kHz的范围内按每1个脉冲频率变化1kHz。

图3A表示通过对图2A所示的波形Fcn进行傅里叶变换而得到的波形FFTcn。图3B表示通过对图2B所示的波形Fsp进行傅里叶变换而得到的波形FFTsp。在图3A及图3B中，纵轴表示电压[dBμV]，横轴以对数方式表示频率[Hz]。

如图3A及图3B所示，与波形FFTcn相比，波形FFTsp的电压整体上低了10dB左右。由此，能够确认由频谱扩散带来的噪声降低效果。

在使交流电压Vac的频率为60Hz的情况下，1个周期为16.7msec。在该16.7msec的期间，波形Fcn的电压切换的次数为200次。另一方面，在该16.7msec的期间，波形Fsp的电压切换的次数为435次。因此，在使PWM信号进行了频谱扩散的情况下，开关元件的导通状态/非导通状态间的转变所引起的开关损耗与不使PWM信号进行频谱扩散的情况相比增大为约2.2倍。

因此，通过将非传导期间中的频谱扩散的频率的最大值限制得比传导期间中的频谱扩散的频率的最大值低，能够减少开关元件在导通/非导通状态间转变的次数，由此能够抑制开关损耗的增大。

例如，在非传导期间中，PWM信号的频率可以固定为比传导期间中的频谱扩散的频率的最大值低的一定值(例如6kHz)。

例如，假设这样的情况，即，商用交流电源102的频率是60Hz，在交流电压Vac的4分之1周期中实施从6kHz到25kHz的范围的频谱扩散，并在剩余的4分之3周期中将PWM信号的频率固定为6kHz。该情况下， 能够将交流电压Vac的每1个周期的开关元件的导通/非导通状态间的转变次数抑制为259次。因此，与在整个期间实施了频谱扩散的情况相比，能够将开关元件的状态转变次数削减为47％，将开关损耗削减47％。此外，通过在二极管电桥103的导通期间进行频谱扩散，能够在维持10dB的噪声降低效果的状态下削减开关损耗。

另外，电力变换装置10可以采用以下的变形例。

(1)在上述说明中，频率决定电路109通过对交流电压Vac的绝对值和直流电压Vi进行比较来判定传导期间。本申请不限于此。频率决定电路109也可以使用输入电压检测信号114来计算交流电压Vac的相位，并根据算出的相位决定传导期间。该情况下，频率决定电路109预先存储与传导期间相对应的相位范围、在算出的相位在与传导期间相对应的相位范围内的情况下判定为是传导期间即可。另外，频率决定电路109也可以使用输入电流检测信号来计算交流电流的相位，并根据该相位决定传导期间。

(2)频率决定电路109也可以基于从商用交流电源102输入的交流电流的绝对值来决定传导期间。该情况下，输入检测电路110检测从商用交流电源102输入的交流电流，将检测出的交流电流作为输入电流检测信号向频率决定电路109输出。频率决定电路109使用输入电流检测信号计算交流电流的绝对值。并且，频率决定电路109在算出的交流电流的绝对值在预先规定的范围内的情况下判定为是传导期间即可。这里，频率决定电路109预先存储与传导期间相对应的交流电流的绝对值的范围，在算出的交流电流的绝对值在与传导期间相对应的交流电流的绝对值的范围内的情况下判定为是传导期间即可。

(3)频率决定电路109也可以不使用直流电压Vi而仅使用交流电压Vac的绝对值来判定传导期间。该情况下，频率决定电路109在算出的交流电压Vac的绝对值在预先规定的范围内的情况下判定为是传导期间即可。这里，频率决定电路109预先存储与传导期间相对应的交流电压Vac的绝对值的范围，在算出的交流电压Vac的绝对值在与传导期间相对应的交流电流的绝对值的范围内的情况下判定为是传导期间即可。

(4)频率决定电路109在非传导期间既可以使开关控制信号107a～107f的频率变动，也可以不使频率变动。在非传导期间使频率变动的情况 下，频率决定电路109使非传导期间的最大频率比传导期间的最大频率低即可。此外，在非传导期间不使频率变动的情况下，频率决定电路109在非传导期间将开关控制信号107a～107f维持为一定的频率即可。该情况下，一定的频率为比传导期间中的最大频率小的值即可，既可以是比传导期间中的最小频率大的值也可以是比其小的值。

(5)在图1的例子中，整流电路101由二极管电桥103构成，但本申请不限于此。整流电路101也可以包括取代二极管电桥103而由MOS晶体管这样的开关元件构成的同步整流电路。

(6)在上述实施方式中，记载了：构成二极管电桥103的二极管的正向电压小到可以忽视，在交流电压Vac的绝对值比直流电压Vi大的情况下，二极管电桥103导通。

但是，严格地讲，在交流电压Vac的绝对值比直流电压Vi与二极管的正向电压的相加值大的情况下，二极管电桥103导通。该情况下，电力变换装置10在交流电压Vac的绝对值比上述相加值大的情况下，判定为是传导期间，在交流电压Vac的绝对值为上述相加值以下的情况下，判定为是非传导期间即可。

(7)在图1的例子中，频率决定电路109和脉冲生成电路112由不同的功能块表示，但它们也可以是1个控制IC内的电路要素。各功能块的至少一部分可以由半导体器件、半导体集成电路(IC)、LSI(large scale integration：大规模集成电路)或者将它们组合而得到的电路来执行。LSI或IC可以在1个芯片中集成，也可以组合多个芯片。控制电路例如包含处理器和存储器。处理器例如是CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)或MPU(Micro－Processing Unit：微处理单元)。

(8)控制电路内的处理器例如将在存储器中存储的程序读出并执行。由此在逆变器电路中执行电力变换。

图5是表示实施方式中的电力变换方法的一例的流程图。

该电力变换方法例如由图1所示的电力变换装置10执行。

在图5所示的流程的开始时间点，从交流电源102向电力变换装置10输入交流电力，逆变器电路105内的开关元件106a～106f被具有初始频率的脉冲信号进行控制。

在步骤S1中，输入检测电路110取得从交流电源102输入的交流电压及/或交流电流的信息。

在有来自交流电源102的输入的情况下(步骤S2中的是)前进至步骤S3，在没有输入的情况下(步骤S2中的否)结束本流程。另外，在本流程中，步骤S2不是必须的。也可以取代步骤S2而设置用于从无限循环脱出的步骤。例如可以与向控制装置输入的结束信号相应地结束流程。

在步骤S3中，控制电路基于从输入检测电路110输入的信息，判定整流电路101是否处于会使开关噪声从逆变器电路105侧向交流电源102侧通过的状态(即传导状态)。该判定例如通过对整流电路101的输入侧的电压及/或电流、与整流电路101的输出侧的电压及/或电流进行比较来进行。

在整流电路101处于传导开关噪声的状态的情况下(步骤S3中的是)，前进至步骤4。

在步骤S4中，控制电路以规定的定时使脉冲信号的频率变化。步骤4例如可以包含以下的子步骤，即：判定脉冲信号的频率是否达到规定的上限值的子步骤、在脉冲信号的频率未达到上限值的情况下使脉冲信号的频率增大的子步骤、在脉冲信号的频率达到上限值的情况下将脉冲信号的频率变更为规定的下限值(例如初始频率)的子步骤。在结束步骤S4之后返回步骤S1。将频率变更的定时例如可以是从上次变更频率时起经过的时间超过了规定时间的定时。

例如，可以是，在步骤S4中，每当频率仅被变更1次则返回步骤S1，再次取得输入电压及/或输入电流的信息。该情况下，通过反复执行步骤S1～S4的循环，脉冲信号的频率随着时间经过而变动。或者，也可以是，在步骤S4中，在频率从下限值起到上限值为止依次变动之后，返回步骤S1，再次取得输入电压及/或输入电流的信息。该情况下，在步骤S4中，脉冲信号的频率随着时间经过而变动。另外，在步骤S1中取得输入电压及/或输入电流的信息的频度及定时不限于此。所谓“被判定为处于传导状态的期间”，例如意味着从判定为是传导状态起、到接下来判定为不是传导状态前为止的持续期间。另外，脉冲信号的频率可以依次减小，也可以随机地或有序地选择。

在整流电路101不是传导开关噪声的状态的情况下(步骤S3中的否)，前进至步骤S5。在步骤S5中，脉冲信号的频率例如可以被重置为初始频率。另外，在本流程中步骤S5不是必须的。作为步骤S5的替代，例如可以执行与上述步骤4同样的频率变更。但是，该情况下，在步骤5中设定的频率的上限值比在步骤4中设定的频率的上限值低。

通过以上流程，在开关噪声在整流电路中传导的状态下执行频谱扩散，在开关噪声不在整流电路中传导的状态下能够减少开关次数。

本申请的电力变换装置能够利用于利用基于开关元件的电力变换的、例如马达驱动装置等各种各样的装置。