高速电气系统的制作方法

技术领域

本发明涉及一种高速电气系统且特别涉及一种包括单相永磁电机的系统。

背景技术：

单相永磁电机由单相绕组中的换向电流驱动。随着电机的速度增加，相绕组中的反电动势增加。由此变得越来越难以驱动电流，且由此驱动功率，至相绕组中。附加地，在单相机器中，转子损耗由于扰动磁场的电枢反应而通常较高。因此，高速系统通常包括具有三个或更多相的电机。但是，附加相的提供增加了电气系统的成本。

技术实现要素：

在第一方面，本发明提供一种电气系统，其包括单相永磁电机和用于在负载下以超过60krpm的速度驱动电机的控制系统。

附加地，对于具有仅单相的永磁电机，相对较高的速度可被实现。

优选地，控制系统在负载下在具有大于60krpm的最小值和大于80krpm的最大值的运行速度范围内驱动电机。更优选地，最大值大于100krpm。因此，控制系统不仅以高速驱动电机，而且在变化的负载下保持高速。

控制系统驱动电机，使得电机具有优选地至少80％的效率(输出功率对输入功率的比)。因此，可实现高速高效率电气系统。

有利地，电气系统的输入功率不超过200W。因此，电机可被在相对较低功率下以相对较高速度被驱动。

每个电半周期包括单个驱动时间段和单个续流时间段。控制系统则在驱动时间段励磁电机的绕组，在续流时间段使得绕组续流。

在下降反电动势的区域中，对于给定水平的电流，较小的扭矩被实现。因此，通过使得绕组在该区域中续流，可实现更高效的电机。附加地，由于绕组中的反电动势下降，如果励磁电压超过该下降的反电动势，可出现电流尖峰。通过在下降的反电动势区域中使得绕组续流，电流尖峰可被避免且由此更平滑的电流波形可被实现。

控制系统可改变绕组被励磁的时间和绕组被续流的时间，使得电气系统的输出功率在一运行速度范围内基本上恒定。特别地，控制系统可提前于绕组中的反电动势的过零一提前角来励磁绕组，且在续流角范围内使得绕组续流。控制系统则响应电机的速度的变化而改变提前角和续流角。

控制系统可附加地改变绕组被励磁的时间和绕组被续流的时间，使得电气系统的输出功率在用于励磁绕组的一电压范围内基本上恒定。特别地，控制系统可提前于绕组中的反电动势的过零一提前角来励磁绕组，且在续流角范围内使得绕组续流。控制系统则响应励磁电压的变化而改变提前角和续流角。

励磁电压的该范围可在最小电压和最大电压之间延伸，最小电压小于最大电压水平的80％。这则表示一较宽范围的电压，恒定的输出功率和/或较好的效率可在该范围内实现。

电机理想地包括c形定子，绕组绕该定子缠绕。这则简化了电机的组装。而且，可实现对于绕组的高填充因数，以由此降低铜损和改善效率。

电机可具有永磁转子，其具有小于10mm的直径。因此，可实现相对较小的高速电机。

在第二方面，本发明提供一种产品，其包括电池组和如前述段落中任一个描述的电气系统。控制系统则利用电池组的电压励磁电机。该控制系统可响应电池组的电压的改变而改变电机的绕组被励磁的时间和/或绕组被续流的时间。

在第三方面，本发明提供一种真空吸尘器，其包括如前述段落中任一个描述的电气系统。控制系统优选地励磁电机的绕组和使其续流。控制系统可改变绕组被励磁的时间和/或绕组续流的时间，从而真空吸尘器在一负载范围内保持基本上恒定的吸力。而且，控制系统可改变绕组被励磁的时间和/或绕组续流的时间，使得真空吸尘器响应励磁电压的改变而保持基本上恒定的吸力。特别地，当励磁电压由电池组提供时，控制系统改变励磁时间和/或续流时间，使得当电池组放电时真空吸尘器保持基本上恒定的吸力。

附图说明

为了本发明可被更容易地理解,本发明的实施例现在将要参考附图通过实例而被描述，其中：

图1是根据本发明的产品的方框图；

图2是图1的产品的马达系统的方框图；

图3是马达系统的示意图；

图4是马达系统的电流控制器的示意图；

图5示出电流控制期间的马达系统的波形；

图6示出当以高速操作时马达系统的波形；

图7是提前角和续流角度对励磁电压的图表；以及

图8是真空吸尘器形式的本发明的产品。

具体实施方式

图1的产品1包括电源2、用户接口3、附件4、和马达系统5。

电源2包括电池组，其供应直流电压给附件4和马达系统5。电源2可从产品1拆卸，从而产品1可和不同的电池组一起使用。为了本说明的目的，电源2是提供16.4V直流供电的4芯电池组或者提供24.6V直流供电的6芯电池。除了提供电源电压，电源输出识别信号(identification signal)，其对于电池组的类型是独一无二的。该ID信号采取方波信号的形式，该方波信号具有根据电池组的类型变化的频率。在本例子中，4芯电池组输出具有25赫兹频率的ID信号(20ms脉冲长度)，而6芯电池组输出具有50赫兹频率的ID信号(10ms脉冲长度)。ID信号被电源2持续输出直到电源2内检出故障时，例如电池欠压或者过温。如下所述,ID信号被马达系统5使用以识别电源2的类型和定期地检查电源运行正确。

用户接口3包括电源开关6和功率模式选择开关7。电源开关6被用于将产品1通电和断电。响应电源开关6的闭合，闭合电路被形成在电源2和附件4与马达系统5每一个之间。电源模式选择开关7被用于控制马达系统5操作在高功率模式还是低功率模式中。当电源模式选择开关7被闭合时,逻辑上的高功率模式信号被输出到马达系统5。

附件4被可去除地附连至产品1。当附连至产品1并且产品1被供电时，附件4从电源2汲取电力并且输出附件信号给马达系统5。不是每当附件4被附连并且产品1被供电时连续地汲取电力，附件4可包括电源开关(未示出)，例如形成用户接口3的一部分。附件4然后只有当附件电源开关被闭合时汲取电力和输出附件信号。

现在参考图2和3，马达系统5包括电马达8和控制系统9。

马达8包括二极永磁转子17，其相对于定子18旋转，单向绕组19缠绕该定子。定子18是C形状，其能实现用于绕组19的高填充因数。相应地，铜损可被减少，藉此改进马达8的效率。

控制系统9包括滤波器模块10、逆变器(inverter)11、门驱动器模块12、位置传感器13、电流传感器14、电流控制器15、和驱动控制器16。

滤波器模块10链接产品1的电源2至逆变器11，且包括并联布置的一对电容器C1、C2。滤波器模块10用于减少链接至逆变器11的电压中的脉动。

逆变器11包括四个功率开关Q1-Q4的全桥(full-bridge)，其链接电源2至马达8的绕组19。每个功率开关Q1-Q4是MOSFET，其提供电源2的电压范围上的高速切换和良好的效率。但是其它类型的功率开关可能被使用，例如IGBT或者BJT，特别如果电源2的电压超过MOSFET的电压等级时。每一开关Q1-Q4包括反激式二极管(flyback diode),其在切换期间保护开关不受来自于马达8的反电动势的电压尖峰损害。

当第一对开关Q1、Q4被闭合时，绕组19被以第一方向励磁(从左至右的励磁)，导致电流沿绕组19以第一方向驱动。当第二对开关Q2、Q3被闭合时，绕组19被以相反方向励磁(从右至左的励磁)，导致电流绕绕组19以相反方向驱动。由此,逆变器11的开关Q1-Q可以被控制以在绕组19中换流。

除了励磁绕组19，逆变器11可被控制以使得绕组19续流(flywheel)。续流发生在绕组19被从电源2提供的励磁电压断开时。这可通过断开逆变器11的所有开关Q1-Q4而发生。但是,如果高压侧开关Q1、Q3或者低压侧开关Q2、Q4在续流期间被闭合，马达系统5的效率被改善。通过闭合高压侧开关Q1、Q3或者低压侧开关Q2、Q4，绕组19中的电流能通过开关而不是较少效率的反激式二极管再循环。用于本说明的目的，续流通过闭合低压侧开关Q2、Q4二者实现。但是，应理解续流可以同样地通过闭合高压侧开关Q1、3或者断开所有开关Q1-Q4实现。

门驱动器模块12响应从驱动控制器16接收的控制信号S1-S4驱动逆变器11的开关Q1-Q4的断开和闭合。门驱动器模块12包括四个门驱动器20-23，每个门驱动器响应来自于驱动控制器16的控制信号S1-S4驱动各自的开关Q1-Q4。负责高压侧开关Q1、Q3的门驱动器20、22还附加地响应从电流控制器15接收的过流信号而被驱动。响应该过流信号，门驱动器20、22断开高压侧开关Q1、Q3。过流信号优先于驱动控制器16的控制信号Sl、S3，从而高压侧开关Q1、Q3响应该过流信号被断开而不管控制信号Sl、S3的状态。该水平的控制可通过在高压侧门驱动器20、22处设置NOR门被实现。

表1总结了开关Q1-Q4响应驱动控制器16的控制信号S1-S4和电流控制器15的过流信号的允许状态。由于NOR门在高压侧门驱动器20、22的输入上的操作，高压侧开关Q1、Q3被逻辑上低的控制信号S1、S3闭合。

表1

位置传感器13是霍尔效应传感器，其输出代表永磁转子17的角位置的信号。该信号是数字方波，其每个边缘表示转子的极性改变的角度位置。由位置传感器13输出的信号输出被传送至驱动控制器16，其响应地产生控制逆变器11和由此控制传送至马达8的电力的控制信号S1-S4。

当旋转时，永磁转子17在马达8的绕组19中感生反电动势。该反电动势的极性随着转子17的极性改变。结果，位置传感器信号不仅提供转子17的电位置的测量，而且提供绕组19中的反电动势的测量。理想地，位置传感器13被相对于转子17对准使得位置传感器信号的边缘与反电动势的过零是同步的，或者具有预定相差。但是，随着马达系统5的装配，存在与位置传感器13相对于马达8的对准有关的容差。这由此导致位置传感器信号的边缘和反电动势的过零之间的相差。如被进一步在称为‘装配后微调’部分中所述，这些容差被通过使用位置传感器偏移进行补偿，驱动控制器16储存和随后使用该偏移量来校正位置传感器信号。

电流传感器14包括位于逆变器11的负汇流条(negative rail)上的单个检测电阻R1。跨电流传感器14的电压由此提供当连接至电源2时的绕组19中的电流的测量值。跨电流传感器14的电压被输出至电流控制器15。

现在参考图4，电流控制器15包括输入端、输出端、阈值发生器24、比较器25和SR锁存器26。

电流控制器15的输入端被联接至电流传感器14的输出端，且电流控制器15的输出端被联接至每个高压侧门驱动器20、22的输入端。

阈值发生器24包括参考电压输入端、PWM模块27、非易失性储存装置28、和滤波器29。PWM模块27使用固定频率和根据存储在存储装置28中的比例因数设置的可变占空比。PWM模块27在参考输入端处的电压上操作以提供脉冲电压信号，该信号然后被滤波器29滤波以提供改变比例的阈值电压。

比较器25比较电流控制器15的输入端处的电压与由阈值发生器24输出的阈值电压。如果输入端处的电压超过阈值电压，比较器25输出信号，该信号设置SR锁存器26。响应地，SR锁存器26在电流控制器15的输出端处产生过流信号。

如表1中所述，当过流信号被电流控制器15输出时(即，当过流信号逻辑地高时)，高压侧门驱动器20、22断开高压侧开关Q1、Q3。因此，当绕组19中的电流超过阈值时，电流控制器15将绕组19从电源2提供的励磁电压断开。如在称为“装配后微调”的部分上进一步所述，通过使用根据比例因数改变比例的电压阈值，每个单独的马达系统5可被微调，从而部件容差在电流阈值上的作用可被剔除。

电流控制器15还输出过流中断给驱动控制器16。在图4中所示的实施例中，比较器25的输出被传送至驱动控制器16作为过流中断。但是，由锁存器26输出的过流信号可同样被传送至驱动控制器16作为过流中断。响应过流中断，驱动控制器16执行过流程序。驱动控制器16产生控制信号S2或S4，其导致其余低压侧开关Q2或Q4闭合从而绕组19续流。续流持续预定时间，例如100μs，在该期间绕组19中的电流衰减。在预定时间已经过去后，驱动控制器16切换控制信号S2或S4以断开当前闭合的低压侧开关Q2或Q4且输出锁存器复位信号至电流控制器15。锁存器复位信号导致电流控制器15的锁存器26复位，由此驱使过流信号为低。逆变器11由此被返回至过流事件发生之前存在的状态。

图5示出了在典型半周期上的绕组电流，位置传感器信号，开关Q1-Q4，控制信号S1-S4，过流信号，以及锁存器复位信号的波形。如可观察到的，开关Q1-Q4的状态在每个过流事件之前和之后是相同的。

在电半周期内，绕组19中的电流可被电流控制器15斩波多次。随着马达8的速度增加，绕组19中感生的反电动势增加。因此，过流事件的数量随马达速度而降低。最终，马达8的速度和由此反电动势的幅度使得绕组19中的电流在每个半周期内不再达到阈值。

电流控制器15确保绕组19内的电流不超过阈值。因此，过度的电流被防止产生于绕组19中，否则其可能损坏逆变器11的开关Q1-Q4或使转子17消磁。

驱动控制器16包括处理器30、非易失性储存装置31、六个信号输入端和五个信号输出端。

储存装置31储存用于由处理器30执行的软件指令。响应执行该指令，处理器30控制马达系统5的操作。特别地，处理器30产生控制信号S1-S4，该信号控制逆变器11的开关Q1-Q4且由此驱动马达8。驱动控制器16的具体操作将在下面进一步详述。储存装置31还储存多个功率表、多个速度校正表，和多个位置传感器偏移量。

六信号输入端是电源ID信号、附件信号、功率模式信号、位置传感器信号、过流中断信号、和电压水平信号。

电压水平信号来自于电源线，且由分压器R2、R3比例缩放且被电容器C3过滤以去除切换噪音。电压水平信号由此给驱动控制器16提供由电源2提供的链路电压的测量值。由于电源2的内阻，链路电压小于开路电压。对于6芯电池组，最大开路电压是24.6V，其对应于23V的链路电压。对于4芯电池组，最大开路电压是16.4V，其对应于14.8V的链路电压。除了该上限，驱动控制器16在链路电压下降到低于欠压阈值时停止工作。对于6芯电池组，链路电压的欠压阈值是16.8V，其对应于19.0V的开路电压。对于4芯电池组，链路电压的欠压阈值是11.2V，其对应于12.8V的开路电压。驱动控制器16由此对于6芯电池组工作于16.8-23.0V的链路电压范围且对于4芯电池是11.2-14.8V的链路电压范围。

五个信号输出是四个控制信号S1-S4和锁存器复位信号。四个控制信号S1-S4被输出至门驱动器模块12，其响应地控制逆变器11的开关Q1-Q4的断开和闭合。更具体地，每个控制信号S1-S4被输出到相应的门驱动器20-23。锁存器复位信号被输出至电流控制器5。

驱动控制器16响应在输入端处接收的信号产生控制信号S1-S4。如下面进一步详细解释，控制信号S1-S4的定时被控制，从而马达8在一速度范围内被以恒定输出功率驱动。而且，恒定输出功率被保持而不管电源2的链路电压中的变化。因此，当电源2放电时马达8被以恒定输出功率驱动。

当驱动控制器16产生控制信号，例如S1，以断开逆变器11的特定开关Q1时，在控制信号S1的产生和开关Q1的物理断开之间存在短的延迟。如果驱动控制器16要同时产生控制信号S2以闭合逆变器11的相同桥臂上的其它开关Q2，短路将会潜在地跨逆变器11的该桥臂出现。该短路，或通常所称的“贯穿’”将损坏逆变器11的该桥臂上的开关Q1、Q2。因此，为了防止贯穿，驱动控制器16在产生用于逆变器11的相同桥臂上的开关的控制信号之间使用死区时延(例如1μs)。由此应理解，当下面提到励磁或使得绕组19续流时，驱动控制器16在控制信号之间使用死区时延。死区时延理想地被保持尽可能地短，以优化马达性能。

电流控制器15和驱动控制器16可形成单部件微控制器的一部分。适当的候选是由Microchip Technology Inc提供的PIC16F690微处理器。该微处理器具有内部比较器25、锁存器26、PWM模块27、非易失性储存装置28，31和处理器30。PWM模块27的输出管脚经由滤波器29而被馈送至比较器25的输入管脚，该滤波器在微控制器的外部。附加地，比较器25的输出，用作内部过流中断，其被传送至驱动控制器16的处理器30。

电流控制器15和驱动控制器16一起提供滞环电流控制的形式。具体地，电流控制器15响应过流事件产生锁存的过流信号。过流信号导致门驱动器模块12断开逆变器11的高压侧开关Q1、Q3以由此将绕组19从用于励磁绕组19的链路电压断开。驱动控制器16然后在预定的时间段过去之后将锁存器26复位，在该时间段中绕组19中的电流衰减。

电流控制是通过硬件和软件的组合实现的。具体地，电流控制器15的硬件监视绕组19中的电流且在该电流超过阈值的情形下产生过流信号。驱动控制器16的软件则在预定时间之后将电流控制器15的硬件复位。

通过使用硬件来检测过流事件，控制系统9相对快速地响应该过流事件。这对于确保绕组19在过流事件后被尽可能快地从链路电压断开是重要的。如果软件被替代地用于监视过流事件，则在过流事件和过流信号的产生之间存在显著的延迟，在该延迟时间中绕组19中的电流可上升至导致部件损坏或转子消磁的水平。

通过使用软件来复位电流控制器15的硬件，控制绕组19中的电流所需的硬件部件的数量可被降低。附加地，驱动控制器16的软件能控制绕组19中的电流衰减的预定时间段。在本实施例中，在固定时间段(100μs)已经过去后，驱动控制器16将电流控制器15的锁存器26复位。但是，驱动控制器16可同样地在根据马达8的速度调节的时间段之后将锁存器26复位。因此，通过每次斩波导致的电流衰减至的水平可被较好地控制。

通过对电流斩波一预定时间段，当绕组19被从链路电压断开时不必再监视该绕组中的电流。因此，电流控制可通过使用单个检测电阻而被实现。这不仅降低了控制系统9的部件成本，而且通过单个检测电阻的功率耗散通常不多于输入功率的1％。

马达系统5，且特别是驱动控制器16，的操作现在将被描述。

初始化模式

当电源开关6被闭合时，电力被从电源2传输至马达系统5，导致驱动控制器16通电。当通电时，驱动控制器16查询电源ID信号、附件信号和功率模式信号的输入。基于这三个信号，驱动控制器16选择储存在储存器31中的功率映射表。如下文的解释，每个功率映射表储存用于以不同输出功率驱动马达8的控制值。如从表2可看到，驱动控制器16储存五个不同的功率映射表。如果电源2是四芯电池组(即，如果电源ID信号的频率是25Hz)，则高功率模式不可用且该功率模式信号被忽略。

表2

由驱动控制器16选择的功率映射表随后被驱动控制器16使用，以在运行于“高速加速模式”和“运行模式”中时产生控制信号S1-S4。

当驱动控制器16通电时，驱动控制器16周期性地(例如每8ms)查询电源ID信号、附件信号和功率模式信号的输入。如果电源ID信号恒定地高或低，而不是时钟控制的，这表示电源2出现问题；驱动控制器16然后断开所有的开关Q1-Q4且终止。如果附件信号或功率模式信号改变，驱动控制器16选择新的功率映射表。

当选择功率映射表时，驱动控制器16进入“再同步模式(Resynchronisation Mode)”。

再同步模式

驱动控制器16确定马达8的速度和根据确定的速度来选择运行模式。马达8的速度通过测量位置传感器信号的两个边缘之间的时间间隔，即脉宽，获得。如果驱动控制器16没有在预定时间内(例如26ms)检测到两个边缘，马达8的速度被认为不大于1krpm；驱动控制器16然后进入“静止模式”。否则，驱动控制器16等待，直至位置传感器信号的又一边缘被检测到。驱动控制器16然后将跨这三个边缘的时间间隔平均，以提供马达速度的更精确确定。如果两个边缘之间的时间间隔大于1875μs，马达8的速度被确定处于1和16krpm之间；驱动控制器16然后进入“低速加速模式”。如果时间间隔在500和1875μs之间，马达8的速度被确定处于16和60krpm之间；，且驱动控制器16进入“高速加速模式”。否则，马达8的速度被认为处于至少60krpm且驱动控制器16进入“运行模式”。表3详述了时间间隔、速度和运行模式。

表3

静止模式(速度≤1krpm)

驱动控制器16励磁绕组19一预定时间，例如26ms。在该时间期间，驱动控制器16与位置传感器信号的边缘同步地使绕组19换流(即颠倒励磁的方向)。该励磁的初始时间段应导致转子17旋转。如果在该预定时间期间，位置传感器信号的两个边缘被检测到，驱动控制器16进入“低速加速模式”。否则，驱动控制器16断开所有的开关Q1-Q4且写入“启动失败”错误至储存装置31。

低速加速模式(1krpm<速度<16krpm)

驱动控制器16与位置传感器信号的边缘同步地励磁绕组19。同步励磁持续，直至马达8的速度达到16krpm(如连续的边缘之间的时间所确定的)，此后驱动控制器16进入“高速加速模式”。如果马达8在预定时间(例如2.5s)内没有达到16krpm，驱动控制器断开所有开关Q1-Q4且写入“欠速”错误至储存装置31中。

高速加速模式(16≤速度<60krpm)

在高速加速过程中，驱动控制器16依次励磁和使得绕组19续流。更特别地，每个电半周期包括单个驱动时间段，在该时间段中绕组19被励磁，接着是单个续流时间段，在该时间段中绕组19被续流。在驱动时间段中，绕组19中的电流可被电流控制器15斩波。因此，绕组19在驱动时间段内可附加地被续流一短时间间隔(例如100μs)。但是，发生在驱动时间段内的任何续流都不同于该续流时间段内的续流。每个续流时间段之后，绕组19被换流(即励磁的方向被颠倒)。

驱动控制器16在位置传感器信号的边缘之前，且由此在绕组19中的反电动势的过零之前,励磁绕组19。而且，驱动控制器16在位置传感器信号的边缘之前一时间段励磁绕组，该时间段在马达8从16krpm加速至60krpm时保持固定。驱动控制器16也使得绕组19续流一时间段，该时间段在马达从16krpm加速至60krpm时保持固定。

如下详述，每个功率映射表(见图2)包括用于多个电压水平的提前时间和续流时间的查找表。当进入“高速加速模式”时，驱动控制器16查询电压水平信号以获得励磁电压，即由电源2提供的链路电压。驱动控制器16然后从功率映射表选择与励磁电压相应的提前时间，T_ADV，和续流时间，T_FREE。例如，如果选择的功率映射表是167W(见表2)和电压水平信号指示励磁电压是22.7V，驱动控制器从该功率映射表选择34μs的提前时间和128μs的续流时间(见表4)。

绕组19被以下面的方式励磁和续流。当检测到位置传感器信号的边缘时，驱动控制器继续励磁绕组19一时间段T_DRIVE_OFF。T_DRIVE_OFF被根据半周期时间T_HALF_CYCLE、提前时间T_ADV和续流时间T_FREE计算：

T_DRIVE_OFF＝T_HALF_CYCLE-T_ADV-T_FREE

半周期时间T_HALF_CYCLE是位置传感器信号的两个连续边缘之间的时间间隔。提前时间T_ADV和续流时间T_FREE是从功率映射表获得的时间。

在时间段T_DRIVE_OFF之后，驱动控制器16使得绕组19续流时间段T_FREE，此后驱动控制器16使得绕组19换流。最后结果是驱动控制器16在位置传感器信号的下一边缘之前一提前时间T_ADV励磁绕组19。

图6示出了绕组电流、位置传感器信号、励磁电压和控制信号S1-S4在一对的半周期上的波形。

随着马达8加速，绕组19中的反电动势增加。由此变得越来越难以驱动电流，且由此功率，至马达8的绕组19中。如果绕组19被与位置传感器信号的边缘同步地励磁，且由此与反电动势的过零同步，将达到这样一速度，在该速度下不再可能驱动任何更多功率至绕组19中。通过在位置传感器信号的边缘之前，且由此在反电动势的过零之前励磁绕组19，电流在更早的阶段被驱动至绕组19中。由此，更大功率被驱动至绕组19内。

由于绕组19中的反电动势随马达速度增加，励磁提前于反电动势发生的电角度理想地随马达速度增加，即60krpm下的提前角度理想地大于16krpm下的。通过提前于反电动势一固定时间段T_ADV来励磁绕组19，相应的电角度A_ADV随马达速度而增加。特别地，提前角度A_ADV与马达速度成比例地增加：

A_ADV＝T_ADV*ω/60*360°

其中ω是马达以rpm为单位的速度。因此，当马达8加速时，电流在一增加的提早阶段被驱动至绕组19中。由此，更多功率被驱动至绕组19内。

通过使用固定提前角T_ADV，不需要驱动控制器16执行当马达8加速时应使用的提前角的在线计算。这于是极大地最小化需要被驱动控制器16的处理器30执行的指令的数量，且由此使得可以使用更便宜的处理器30。

当绕组19中的反电动势下降时，驱动控制器16使得绕组19续流。随着绕组19中的反电动势下降，对于给定水平的电流，较少的扭矩被实现。因此，通过使得绕组在该区域中续流，可实现更有效的马达系统5。附加地，绕组19中的反电动势可超过励磁电压的。因此，由于绕组19中的反电动势下降，如果励磁电压突然超过该下降的反电动势，则可出现电流尖峰。通过在下降的反电动势区域中使得绕组19续流，电流尖峰可被避免且由此更平滑的电流波形可被实现。

驱动控制器16继续顺序地以上述方式励磁绕组19和使其续流，直至马达8的速度达到60krpm。在该时间过程中，提前时间和续流时间，T_ADV和T_FREE，被固定。当达到60krpm时，驱动控制器16进入“运行模式”。如果马达在预定时间内(例如2.5s)没有达到60krpm，驱动控制器16断开所有开关Q1-Q4且写入“欠速”错误至储存装置中。

运行模式(速度≥60krpm)

如在“高速加速模式”中那样，驱动控制器16顺序地励磁绕组19和使得绕组19续流。每个电半周期由此继续包括单个驱动时间段，接着是单个续流时间段。同样，绕组19在位置传感器信号的边缘之前，且由此在反电动势的过零之前被励磁。但是，与“高速加速模式”不同(在该“高速加速模式”中固定时间被用于提前时间和续流时间)，现在驱动控制器16改变提前时间和续流时间，以实现恒定的输出功率。

驱动控制器16在位置传感器信号的边缘之前一电角度A_ADV励磁绕组19，且在电角度A_FREE上使得绕组19续流。响应励磁电压(即电源2的链路电压)和马达8的速度中的变化，驱动控制器16改变提前角A_ADV和续流角A_FREE两者，以实现恒定的输出功率。

电源2是电池组且由此励磁电压随着该电池组使用放电而降低。如果绕组被励磁和续流的电角度被固定，马达系统5的输入功率且由此输出功率将随着电源2放电而降低。因此，为了保持恒定的输出功率，驱动控制器16响应励磁电压中的变化而改变提前角A_ADV和续流角度A_FREE。特别地，随着励磁电压的降低，提前角A_ADV增加且续流角度A_FREE降低。通过增加提前角A_ADV，电流在更早阶段被驱动至绕组19中。通过降低续流角度A_FREE，绕组19被在半周期内被励磁更长时间段。最终结果是，响应于励磁电压的下降，更多的电流被在半周期内驱动至绕组19中且由此保持恒定输出功率。

图7示出了对于在16.8-23.0V的电压范围上用于恒定输出功率的提前角和续流角度的变化。如上所述，该电压范围对应于6芯电池组的DC链路电压。低于16.8V，则难于驱动足够电流至绕组19中以保持恒定输出功率而不潜在地使得转子17消磁。附加地，低于约16.8V时，6芯电池组的电压急剧地下降。因此，如果DC链路电压下降至低于16.8V，则驱动控制器16断开所有的开关Q1-Q4并终止。对于运行范围在11.2-14.8V上的4芯电池组可观察到类似的样式；同样，当DC链路电压下降至低于11.2V时，驱动控制器断开所有开关Q1-Q4并终止。

提前角和续流角度中的变化被驱动控制器16作为功率映射表储存。每个功率映射表包括查找表，其储存用于多个电压水平的每个的提前时间和续流时间。如进一步详述，驱动控制器16监视电压水平信号且从功率映射表中选择相应的提前时间和续流时间。驱动控制器16然后使用从功率映射表获得提前和续流时间来控制绕组19的续流和励磁。因此，马达系统5可获得恒定的输出功率而不管励磁电压的改变。表4示出了167W功率映射表的部分。

表4

表的仅左手侧部分被驱动控制器16储存作为167W功率映射表。右手侧部分已经被包括用于本说明的目的且不形成功率映射表的部分。如表所示，167W功率映射表储存提前时间和续流时间，其输送167W的恒定输出功率。DC链路电压被以0.1V的分辨率取样。该功率映射表由此适当地小，而不是太小以致不利地影响马达系统5的性能。当然，依赖于驱动控制器16的储存装置31的大小，功率映射表的分辨率可增加或降低。

应注意，该功率映射表储存提前时间和续流时间而不是提前角和续流角。驱动控制器16使用计时器来产生控制信号S1-S4，其励磁绕组19和使其续流。因此，通过储存提前和续流时间而不是角度，由驱动控制器16执行的指令被大大简化。然而，功率映射表可替换地储存提前角和续流角，驱动控制器16则使用它们来控制绕组19的励磁和续流。

每个提前和续流角具有相应的时间，其依赖于马达8的速度。对于每个功率映射表，驱动控制器16在特定的运行速度范围内驱动马达8。每个运行速度范围具有额定(nominal)速度，其被用于计算提前时间和续流时间：

T_ADV＝(A_ADV/360°)*60/ω_nominal

T_FREE＝(A_FREE/360°)*60/ω_nominal

其中ω_nominal是以rpm计的额定速度。表5列出了用于各个功率映射表的运行速度范围和额定速度。

表5

每个功率映射表储存用于以额定速度旋转的马达8的提前时间和续流时间。因此，例如，167W功率映射表储存提前和续流时间，其实现了当马达8以99krpm的速度旋转时的恒定输出功率。当马达8以高于或低于额定速度旋转时，驱动控制器16施加速度校正值至提前时间和续流时间的每个，如下详述。

如上面在“初始化”部分中所述，驱动控制器16储存五个功率映射表且根据电源ID信号、附件信号和功率模式信号选择这些功率映射表中的一个。马达8的输出功率由此通过附连至产品1的电源2的类型，附件4是或不是被附连和供电，以及用户已选择高功率模式还是低功率模式来确定。

如从表2所示，不同的功率映射表根据是6芯电池组还是4芯电池组被附连至产品1而被选择。如果相同的功率映射表被选择用于6芯电池组和4芯电池组二者，由于4芯电池组具有较低的充电容量，产品1将具有较短的运行时间。通过选择输出较低输出功率的功率映射表，对于4芯电池组的类似的运行时间可在牺牲输出功率情况下实现。

当6芯电池组被附连至产品1时，用户能经由功率选择开关7来控制马达8的输出功率。如表2所示，响应逻辑低的功率模式信号，即当用户选择低功率模式时，输送96W输出功率的功率映射表被选择。响应逻辑高的功率模式信号，即当用户选择高功率模式时，输送167W(附件断电)或136W(附件通电)的高功率映射表则被选择。

如果相同的功率映射表被选择时，由于附件4从电源2汲取电力，电源2将更快速地放电。附加地，过度的电流可被从电源2汲取，以给附件4和马达8二者供电。因此，响应于附件信号，驱动控制器选择输送较低输出功率的功率映射表，见表2。因此，电源2被免于过度的电流汲取且用于产品1的类似运行时间可在牺牲输出功率的情况下实现。

功率映射表因此提供方便的手段以响应一个或多个输入信号来控制马达系统5的输出功率。

如上所述，每个功率映射表储存提前时间和续流时间，其在马达8运行于额定速度时实现恒定输出功率。但是，随着马达8的速度变化，绕组19中的反电动势也变化。因此，如果绕组被励磁和续流的角度被固定，马达8的输出功率将随马达速度而变化。特别地，马达8的输出功率将随马达速度增加而降低。为了在每个运行速度范围内保持恒定输出功率，驱动控制器16响应马达8中的速度的变化而改变提前角和续流角。

驱动控制器16施加速度校正值至提前角和续流角的每个。随着马达速度增加，绕组19中的反电动势增加。因此，为了保持恒定输出功率，速度校正值被施加至提前角，其增加该提前角。附加地，速度校正值被施加至续流角，其降低该续流角。电流由此被对于每个半周期在更早的阶段且在更长时间段内被驱动至绕组19中。因此，恒定输出功率可被实现而不管反电动势中的增加。

施加至提前角和续流角的速度校正值不仅依赖于马达8的速度还依赖于励磁电压的水平，即由电源2提供的DC链路电压。随着励磁电压的降低，特定速度校正值在马达8的输出功率上具有更小的净效果。因此，为了保持恒定输出功率，速度校正值随着励磁电压降低而增加其大小。

对于每个功率映射表，驱动控制器16储存两个速度校正映射表：提前速度-校正映射表和续流速度-校正映射表。每个速度校正映射表包括查找表，其储存用于多个速度和多个电压水平的每个的速度校正值。由于功率映射表储存提前时间和续流时间，速度校正值被表达为时间。但是，如果每个功率映射表替换地储存提前角和续流角，速度校正映射表则可储存表达为角度的速度校正值。表6和7分别列出了用于167W功率映射表的提前速度校正映射表和续流速度校正映射表。

表6

表7

从速度校正映射表可观察到，随着马达速度增加，提前时间被校正一增加提前时间的量，续流时间被校正一降低续流时间的量。附加地，随着励磁电压降低，提前时间和续流时间被校正的量增加。由于每个功率映射表储存用于额定速度的提前时间和续流时间，该额定速度时的速度校正值为零。

当从功率和速度校正映射表选择值时，驱动控制器16向下舍入励磁电压和马达8的速度至查找表中的下一最接近项。

驱动控制器16以类似于上述“高速加速模式”的方式驱动绕组19。特别地，当检测到位置传感器信号的边缘时，驱动控制器16继续励磁绕组19一时间段，T_DRIVE_OFF。

T_DRIVE_OFF＝T_HALF_CYCLE-T_ADV-T_FREE

同样，半周期时间T_HALF_CYCLE是位置传感器信号的两个连续边缘之间的时间间隔。在时间段T_DRIVE_OFF之后，驱动控制器16使得绕组19续流时间段T_FREE，此后驱动控制器16使得绕组19换流。最终结果是驱动控制器16在位置传感器信号的下一边缘之前一提前时间T_ADV励磁绕组19。

再次，图6示出了绕组电流、位置传感器信号、励磁电压和控制信号S1-S4在一对的半周期上的波形。

驱动控制器16周期性地监视(例如每半周期)电压水平信号以获得励磁电压。提前时间T_ADV和续流时间T_FREE则是通过从相关功率映射表中选择与该励磁电压对应的提前时间和续流时间而获得。从功率映射表中选择的时间然后通过从速度校正映射表中选择的速度校正值而被校正。因此，例如，如果由电源提供的励磁电压是17.0V(如由电压水平信号确定的)和马达速度是103krpm(如通过半周期时间确定的)，驱动控制器16从167W功率映射表中选择89μs的提前时间和56μs的续流时间(表4)。驱动控制器16然后用2.09μs校正提前时间，如由提前速度-校正映射表确定的(表6)，且用-6.64μs校正续流时间，如由续流速度-校正映射表确定的(表7)。因此，驱动控制器16使用91.09μs的提前时间T_ADV和49.36μs的续流时间T_FREE。

驱动控制器16由此在一范围的励磁电压和马达速度上以恒定的输出功率驱动马达8。因此，当电源2放电时，且马达8经历不同负荷时，恒定的输出功率被获得。

储存提前和续流时间以及速度校正值的查找表的使用大大简化了由驱动控制器16的处理器30执行的计算。因此，相对便宜的处理器30可被用于产生控制信号S1-S4，其励磁绕组19和使其续流。

位置传感器错误

电磁噪音可导致位置传感器13产生伪边缘。如果由驱动控制器16检测，这些伪边缘将导致驱动控制器16以不正确的时间励磁绕组19。这不仅不利地影响马达系统5的性能，而起还导致绕组19中的过度电流，该电流可能潜在地损坏开关Q2、Q4或使得转子17消磁。驱动控制器16由此使用措施来最小化检测到伪边缘的可能性。使用的特定措施依赖于运行的模式。

当运行于“低速加速模式”中时，驱动控制器16与位置传感器信号的边缘同步地励磁绕组19。在换流后，驱动控制器16在预定时间，例如250μs内忽略位置传感器信号。因此，落入该时间段内的任何伪边缘被忽略。

当运行于“高速加速模式”和“运行模式”中时，驱动控制器16使用位置传感器窗口。产生于该窗口之外的位置传感器信号的任何边缘被位置传感器信号16忽略。如果没有边缘在位置传感器窗口内被检测到，驱动控制器16断开所有开关一预定时间(例如50ms)且进入“再同步模式”。

由于绕组19在位置传感器信号的边缘之前被励磁，信号的每个边缘被预计发生于励磁后的时间T_ADV处。位置传感器窗口由此开始于励磁时且具有大于提前时间T_ADV的长度。优选地，位置传感器窗口具有与提前时间T_DAV和半周期时间T_HALF_CYCLE的四分之一的总和对应的长度。这于是提供了足够紧的窗口，以在该窗口中可靠地检测位置传感器信号的下一边缘。当然，位置传感器窗口可更大或更小。但是，随着位置窗口长度的减小，丢失信号的真边缘的风险增加，特别是如果在位置传感器信号的占空比中存在显著不平衡的话(见下文)。随着位置窗口增大，检测到伪边缘的风险增加。因此，位置传感器优选地不大于提前时间和半周期时间一半的总和。

除了产生伪边缘，位置传感器信号的占空比可能是不平衡的。如果半周期时间被来自位置传感器信号的单对连续边缘之间的间隔(即单个脉冲)确定，占空比中的任何不平衡都将导致错误的半周期时间。由于半周期时间不仅被用于控制绕组19被励磁的时间，还被用于施加速度校正值，半周期时间中的任何错误都可不利地影响马达系统5的性能。因此，为了减少半周期时间中的错误，驱动控制器16通过平均位置传感器信号的多个脉冲的连续边缘之间的间隔来获得半周期时间。例如，驱动控制器16可通过平均位置传感器信号的之前四个脉冲的连续边缘之间的间隔来获得半周期时间。通过平均多个脉冲的连续边缘之间的间隔，半周期时间中的任意变化被显著地减小。

附加地，驱动控制器16响应位置传感器信号的上升边缘或下降边缘(但不是二者)而励磁绕组19。驱动控制器16然后响应单个边缘(即上升或下降边缘，但不是二者)计算用于每个电周期的两个半部的驱走时间(drive-off time)。特别地，以上述方式，即利用半周期时间、提前时间和续流时间，驱动控制器16计算用于第一半周期的驱走时间T_DRIVE_OFF_1。通过增加半周期时间至第一半周期的驱走时间，用于第二半周期的驱走时间T_DRIVE_OFF然后被获得：

T_DRIVE_OFF_1＝T_HALF_CYCLE-T_ADV-T_FREE

T_DRIVE_OFF_2＝T_DRIVE_OFF_1+T_HALF_CYCLE

由于驱动控制器16响应仅单个边缘而动作，驱动控制器16对于位置传感器信号的占空比中的任意不平衡更不敏感。因此，马达系统5的性能不会受到占空比不平衡的不利影响。

装配后微调

装配马达系统5之后，存在可不利地影响马达系统5的性能的容差。因此，在装配后，马达系统5经受微调。

电流控制器15确保绕组19内的电流不超过阈值。这于是防止转子17的消磁且保护逆变器11的开关Q1-Q4。但是，多个部件容差影响电流控制器15产生过流信号时所处的电流水平。例如，电流传感器14具有在检测电阻R1的电阻中的容差，且由此输送至电流控制器15的输入端的电压水平具有差异。附加地，在电流控制器15使用的参考电压的电压水平中具有容差。而且，在比较器25输入偏置电压和输入漏电流中具有容差。总之，堆叠在电流阈值上的容差可多达±20％。该容差过大而难以确保马达8能有效运行而不潜在地使得转子17消磁或损坏逆变器11的开关Q1-Q4。因此，在控制系统9装配后，电流控制器15被微调以消除部件容差。

逆变器11的输出被连接至类似于马达8的感应性负载。外部电流传感器准确地测量通过该感应性负载的电流。PWM模块27被加载有相对低的占空比，且感应性负载被励磁。随着感应性负载中的电流增加，电流控制器15产生过流信号以对该电流斩波。由于PWM模块27被加载有相对低的占空比，电流被在低于理想电流阈值的水平处被斩波。外部电流传感器准确地测量过流信号被产生时的电流水平。PWM模块27的占空比则被增加且过程被重复。最终，电流控制器15在理想电流阈值处产生过流信号。在此时，占空比的值被写入电流控制器15的储存装置28作为比例因数。

电流控制器15由此被微调，从而只要当绕组19中的电流超过限定阈值时则过流信号被产生，而不管部件容差。通过使用精确的外部电流传感器和用于PWM占空比的精细分辨率，过流信号被产生时的阈值可被紧密控制。因此，在绕组19中的电流上的紧密控制被实现，而不需要昂贵的高容差部件。实际上，PWM模块27的使用提供了简单且成本有效的方式来产生阈值电压。

在马达系统5的装配之后，存在与位置传感器13相对于马达8的对准有关的容差。该容差导致转子17的被检测位置(如由位置传感器信号提供的)和转子17的实际位置之间的相位差。这进而被转变为位置传感器信号的边缘和绕组19中的反电动势的过零之间的相位差。在马达8的装配后，马达8被以49.5krpm的速度驱动。该速度对应于用于167W功率映射表的额定速度(即99krpm)的一半。至马达8的电力然后被中断且绕组19中的反电动势被测量且与位置传感器信号的边缘比较。位置传感器信号的边缘和反电动势的过零之间的时间差提供了在49.5krpm时的相位差的测量。在49.5krpm时的时间差然后被比例缩放用于每个功率映射表的额定速度，并储存至驱动控制器16的储存装置30作为位置传感器偏移量T_POS_OFFSET。因此，例如，在49.5krpm时的时间差被加倍以提供用于167W功率映射表的位置传感器偏移量，而时间差被乘以79.0/49.5以提供用于83W功率映射表的位置传感器偏移量。驱动控制器16由此储存用于每个功率映射表的位置传感器偏移量。而且，对于相应的功率映射表(见表5)当马达8以额定速度运行时，位置传感器偏移量对应于位置传感器信号的边缘和反电动势的过零之间的时间差。

当运行于“运行模式”中时，驱动控制器16使用位置传感器偏移量T_POS_OFFSET，以校正驱走时间T_DRIVE_OFF：

T_DRIVE_OFF＝T_HALF_CYCLE-T_ADV-T_FREE-T_POS_OFFSET。

因此，绕组19的励磁更好地与转子17的位置同步，且由此与反电动势同步，导致更强力和高效的马达系统5。

位置传感器信号的边缘和反电动势的过零之间的相位差，当表达为时间间隔时，随马达8的速度而降低。于是，理想地，驱动控制器16利用一随马达8的速度而变化的量校正驱走时间。但是，通过使用固定时间用于位置传感器偏移量，由驱动控制器16执行的计算被大大简化。特别地，驱动控制器16不必基于马达8的速度计算什么时间校正应被施加。结果，由驱动控制器16执行的指令数量被减少且由此相对简单和便宜的处理器30可被使用。对此的推论是马达系统5对于每个功率映射表都被优化。

当运行于非“运行模式”的模式中时，马达的速度足够慢，从而位置传感器信号的边缘和反电动势的过零之间的相位差不容易显著影响马达系统5的性能。附加地，马达系统5在加速模式中花费的时间相对较短。因此，尽管使用简化的校正，马达系统5的性能不受到不利影响。

用于每个功率映射表的运行速度范围与马达系统5的完全速度范围相比相对较窄。特别地，用于每个功率映射表的可运行速度范围(表5的最小速度至最大速度)不多于完全速度范围(零至最大速度)的20％。因此，运行范围的每个端点处的位置传感器偏移量和相位差之间的矛盾相对较小，且由此使用固定时间的位置传感器偏移量在完全运行范围上实现了相对较好的性能。

通过使用位置传感器偏移量来校正位置传感器的失准，对于相对较小的转子，例如具有10mm的直径或更小，可在位置传感器信号的边缘和反电动势的过零之间实现准确同步。因此，可实现高速紧凑马达系统5。

在马达系统5的制造和装配之后，存在与马达8的反电动势和电感相关的容差。例如，气隙和定子18的磁极头的几何形状中的容差影响绕组的电感，同时转子17的磁特性的容差以及气隙的几何形状影响绕组19中的反电动势。马达8的电感和反电动势可变化多达±5％和±10％。因此，不同马达系统5的输出功率可不同，尽管相同控制系统9被用于驱动马达8。

在马达系统5的装配后，驱动控制器16使用的功率映射表被微调，使得对于每个马达系统5都可实现相同或类似的输出功率，而不管电感和反电动势中的容差。马达系统5通过储存多个功率映射表的外部微调系统而被微调。微调系统储存的每个功率映射表包括以不同输出功率驱动额定马达(即具有额定电感和额定反电动势的马达)的提前时间和续流时间。微调系统储存表2中所列的功率映射表的每个，即以83W、96W、107W、136W和167W驱动额定马达的功率映射表。对于这些基本功率映射表的每个，微调系统附加地储存以更高的输出功率和以更低的功率驱动额定马达的功率映射表。每个基本映射表和相应的附加功率映射表以离散水平的输出功率驱动额定马达，该离散水平的功率被隔开预定的量。为了本说明的目的，假定，对于每个基本映射表，微调系统都储存单个高功率映射表，其以较高输出功率驱动马达，以及单个低功率映射表，其以较低输出驱动马达。而且，高功率映射表，基本功率映射表和低功率映射表被间隔开4W。因此，对于167W基本功率映射表，微调系统附加地储存163W功率映射表和171W功率映射表。对于136W功率映射表，微调系统附加地储存132W和140W功率映射表，诸如此类。

通过加载该组基本功率映射表至驱动控制器16的储存装置30中，马达系统5被微调。马达系统5然后被使用17V的DC链路电压以167W功率映射表驱动。马达系统5的输入功率然后被测量。对于167W功率映射表的输入功率对于17V的DC链路电压应为约190W，见表4。如果测量的输入功率小于188W，驱动控制器16被加载高功率映射表组。结果，马达系统5被以较高功率(多4W的功率)驱动，以补偿功率差。相反地，如果测量的输入功率大于192W，驱动控制器16被加载低功率映射表组。结果，马达系统5被以较低功率(小4W的功率)驱动，以补偿功率差。因此，不同组的功率映射表被加载至驱动控制器16中，以补偿马达系统5的输入功率中的任意差别。结果，对于具有不同电感和反电动势的马达8可实现相同或类似的输出功率。

通过使用多个功率映射表(其隔开4W)，马达系统5的功率可被微调至±2W内。当然，应认识到，功率映射表的间隔可被减小，以在马达系统5的功率上实现更紧密的容差。

微调过程具有特别的好处，其不需要测量马达8的电感或反电动势。而且，通过测量马达系统5的被驱动时的功率，然后相应地补偿，该微调过程还能补偿电枢反应。

尽管微调系统测量马达系统5的输入功率，输出功率可替换地被测量。但是，通常更容易的是测量马达系统5的输入功率。

不是加载特定组的映射表、驱动马达8和测量马达8的功率，马达系统5可通过测量马达8的不同参数而被微调。被测量参数然后被与额定马达的参数进行比较，且基于该比较，被微调系统储存的多组的功率映射表中的一个被加载至驱动控制器16中。例如，马达8的反电动势被测量且与额定反电动势值(即额定马达的反电动势)进行比较。如果测得的反电动势与额定反电动势一致，基本功率映射表被加载至驱动控制器16中。否则，考虑反电动势中的差异，不同组的功率映射表被加载至驱动控制器16。因此，对于不同马达，更一致的输出功率和性能可被实现，而不管反电动势中的容差。如上所述，当获得位置传感器偏移量时，反电动势被测量。因此，马达8的反电动势可被测量而不需要任何附加过程。

通过响应励磁电压和速度二者中的变化来控制提前角和续流角，控制系统9能在一范围的励磁电压和马达速度上以恒定的输出功率驱动马达8。在本文中，恒定的输出功率应被理解为表示马达8的输出功率中的变化不大于±5％。

控制系统9不仅以恒定的输出功率而且以相对较高的效率(即输出功率对输入功率的比率)驱动马达8。通过响应励磁电压和速度二者中的变化来控制提前角和续流角，能在一范围的励磁电压和马达速度上实现至少75％的效率。实际上，对于表2中列出的功率映射表，可实现至少80％的效率。例如，如可从表4中列出的输入和输出功率的数字中看到，约88％的效率可被以167W功率映射表的提前和续流角获得。

恒定输出功率和/或高效率可被实现于的励磁电压范围相对较宽。对于6芯电池组(6-cell battery pack)，该励磁电压范围是16.8-23.0V，而对于4芯电池组，励磁电压范围是11.2-14.8。对于两个电压范围，最小电压小于最大电压的80％。这表示恒定输出功率和/或高效率可在相对较大的范围上实现。因此，控制系统9被理想地用于驱动电池供电产品的马达，其中励磁电压随电池放电而改变。

尽管每个运行速度与完全速度范围相比相对较窄，每个运行速度范围依然跨越至少10krpm(表5)。而且，对于每个运行速度范围的最小速度大于60krpm，而对于每个运行速度范围的最大速度大于80krpm。实际上，对于167W功率映射表，运行速度范围的最大速度大于100krpm。在该类速度范围上，如果没有控制系统提供的控制，将出现输出功率中的大差异。而且，如果没有控制系统提供的控制，这些相对较高速度时的效率通常较差。

通过控制系统9，单向永磁马达8可被以相对较高速度驱动，且特别是以超过60krpm的速度。而且，高速度被以相对高的效率实现。实际上，如从表4可看到，对于小于200W的输入功率，可达到超过100krpm的速度。因此，高速度被在相对高的效率获得，而不需要附加相绕组，附加相绕组将增加马达的成本和尺寸。

控制系统9使用三种不同运行模式，其共同实现马达8的平滑和有效性能。

当运行于“低速加速模式”中时，绕组19被与绕组19中的反电动势的过零同步地励磁。在这些相对低的速度时，绕组19中的反电动势相对较小且不影响驱动电流且由此驱动功率至绕组19中的能力。但是，通过与反电动势同步地励磁绕组19，驱动马达8所需的控制可被保持相对简单。

当运行于“高速加速模式”中时，反电动势的大小开始影响驱动电流至绕组19中的能力。通过在反电动势之前励磁绕组19，电流被在更早的阶段被驱动至绕组中。由此，更多功率被驱动至马达8内。通过提前于反电动势一固定时间段来励磁绕组19，绕组19被提前于反电动势一角度励磁，该角度随转子速度而增大。因此，随着马达8加速，电流被在越来越早的阶段驱动至绕组19中且由此更多功率被驱动至绕组19中。附加地，通过使用固定的提前时间，驱动马达8所需的控制相对简单。

当运行于“运行模式”中时，反电动势的大小显著地影响驱动电流至绕组19中的能力。当在“高速加速模式”中时，绕组19被提前于反电动势驱动，从而电流被在更早的阶段被驱动至绕组19中。然而，马达8的速度中的变化影响反电动势的大小且由此影响马达8的输出功率。因此，通过响应速度中的变化而改变提前时间，马达8的输出功率可被更好地控制。特别地，提前角可随马达速度的增加而增大。反电动势中的增加然后通过在更早阶段驱动至绕组19中的电流来补偿。结果，可实现相同或类似的输出功率，而不管速度中的变化。

控制系统9由此使用不同的运行模式，其用于平滑地且有效地加速马达8至运行速度，且然后以恒定输出功率驱动马达8。

在上述实施例中，每个功率映射表储存用于多个电压的每个的提前时间。但是，不是储存提前时间，每个功率映射表可替代地储存提前时间和续流时间的总和。这则简化了驱走时间T_DRIVE_OFF的计算，其直接与从功率映射表获得的提前时间和续流时间的总和成比例。替换地，由于在每个额定速度下的半周期时间T_HALF_CYCLE是已知的(例如在99krpm时的303.03μs，在93.5krpm时的320.86μs等)，每个功率映射表可替代地储存驱走时间，而不是提前时间，用于多个电压水平的每个。这则进一步简化了由驱动控制器16执行的计算。而且，如上所述，不是储存提前时间和续流时间，功率映射表可替换地储存提前角和续流角。因此，更一般地，每个功率映射表储存第一控制值和第二控制值，用于多个电压水平的每个。第一控制值则与提前角成比例且被用于控制绕组19被励磁的角度或时间。第二控制值则与续流角成比例且控制绕组19被续流的角度或时间。驱动控制器16则提前于反电动势的过零一时间励磁绕组，该时间由第一控制值限定，且续流绕组19一由第二控制值限定的时间。速度校正映射表则储存适当的速度校正值用于校正第一控制值和第二控制值。特别地，提前速度校正映射表储存速度校正值，其被应用于第一控制值，且续流速度校正映射表储存速度校正映射表，其被应用于第二控制值。

在上述实施例中，每个功率映射表储存控制值，其被针对速度利用储存在速度校正映射表中的校正值校正。储存校正值的好处是降低了总储存需求。特别地，每个校正值小于相应的控制值。然而，不是储存用于每个输出功率水平的功率映射表和两个速度校正映射表，驱动控制器16可替换地储存两个主映射表，且每个都储存用于多个速度和励磁电压的每个的控制值。

在上述实施例中，提前时间和续流时间二者被对于速度校正。但是，在每个运行速度范围上的恒定输出功率可被同等地通过固定提前时间和续流时间中的一个和改变该提前时间和续流时间中的另一个而实现。由于绕组19在反电动势下降的时段中被续流，马达系统5的输出功率对于提前时间中的变化更敏感。因此，在两个中，续流时间被优选地保持固定且提前时间被对于速度校正。通过固定续流时间，由驱动控制器16执行的计算被进一步简化。附加地，续流速度校正映射表可被每个功率映射表省略，由此减少了驱动控制器16的储存需求。尽管续流时间可被对于不同速度固定，相应的续流角并非如此。这是因为对于固定时间段的电角度随马达8的速度而改变。

每个功率映射表储存控制值，其基于马达8的额定速度而被计算。如果马达的速度不同于额定速度，速度校正值则被应用于控制值。附加地，当马达8以额定速度运行时，每个功率映射表的位置传感器偏移量对应于位置传感器信号的边缘和反电动势的过零之间的时间差。因此，对于以每个运行速度范围内的额定速度的运行，控制系统9被优化。额定速度可由此被选择，以优化产品1的性能。例如，额定速度可对应于马达8主要运行的速度。替换地，或附加地，额定速度可对应于产品1被实现峰值性能的速度。例如，如图8中所示，产品1可为真空吸尘器，对于它而言，峰值空气功率(airwatts)发生在每个运行速度范围内的特定速度处。每个功率映射表的额定速度则对应于峰值空气功率被实现时的速度。

表4-7中所列的具体提前时间、续流时间和速度校正值仅以实例的方式提供。实现恒定输出功率所需的特定控制值和速度校正值将依赖于马达8的具体特性。对于特定马达的提前和续流角通过模拟获得，该模拟对于在控制系统的约束内的期望的输出功率的马达产生最佳性能(例如最佳效率)。在模拟中，约束可被置于提前角和续流角的行为上。例如，随着励磁电压的降低和/或增加马达速度，提前角可被约束为增加，且续流角可被约束为减少。

尽管提到了响应励磁电压和马达速度中的改变而改变提前角和续流角二者，在仅改变提前角和续流角中的一个过程中，显著的优点仍可被获得。特别地，如已述，通过在反电动势下降区域中续流绕组19，可实现更有效的马达系统5。而且，通过响应电压和/或速度中的变化而改变续流角，可实现马达系统的效率和输出功率二者的更好控制，而不管提前角的任何控制。

如图8中所示，产品1可采取真空吸尘器的形式，特别是手持真空吸尘器，具有马达驱动刷条形式的附件4。马达系统5的输出功率，且由此真空吸尘器的吸入功率，于是根据刷条是否被附连至真空吸尘器和/或打开而改变。附加地，功率模式选择开关7可被用户用于在需要增加吸力时选择高功率模式。由于马达系统5在每个运行速度范围上保持恒定输出功率，真空吸尘器能在一负载范围上保持恒定吸力。而且，由于马达系统5响应励磁电压中的变化而保持恒定输出功率，真空吸尘器能响应电源2的电压中的变化而保持恒定吸力。特别地，当电源2是电池组时，真空吸尘器能随着电池组放电保持恒定吸力。

尽管上述实施例的电源2是DC电源，且特别是DC电池组，电源2可同等地包括AC电源，整流器和滤波器以提供DC电压。而且，当上述实施例的马达8和逆变器11每个包括单相，马达8和逆变器11可包括附加相。驱动控制器16则以上述方式驱动每相。特别地，在“低速加速模式”中，每个相被与反电动势的过零同步地励磁，且在“高速加速模式”和“运行模式”中，每个相被顺序地励磁和续流。上述位置传感器13是霍尔效应传感器。但是，能生产表示转子17的位置且由此绕组19中的反电动势的过零的信号的替代位置传感器可被同等地使用，例如光学传感器。

本文提及了控制马达8的运行的控制系统9。但是，控制系统9可同等地被用于控制发电机或其它电机的运行。