电力转换装置的制作方法

本发明涉及一种电力转换装置。

背景技术：

作为通过变压器将从与输入侧连接的直流电源供给的电力输出的技术，已知有在日本专利特开2007-295699号公报中记载的电源控制装置。日本专利特开2007-295699号公报中记载的电源控制装置具有：主蓄电装置；连接到主蓄电装置的电力线之间的容量负载；以及在主蓄电装置的电力线之间，通过双向转换器与容量负载并联连接的辅助蓄电装置。主蓄电装置和辅助蓄电装置之间通过双向转换器来进行电力的输送。此外，通过双向转换器将辅助蓄电装置的电力供给到容量负载，从而进行充电直到容量负载的电压和主蓄电装置的电压相等。

若日本专利特开2007-295699号公报中记载的电源控制装置的双向转换器在辅助蓄电池侧具有扼流线圈，则通过反复使扼流线圈的电流增加和减少来进行对容量负载的充电。此外，在日本专利特开2007-295699号公报所记载的电源控制装置中，出于系统的低成本化、小型化的观点，没有设置用于防止浪涌电流的限流电阻等。

在此，减少扼流线圈的电流的条件是辅助蓄电池的电压比容量负载的电压除以构成双向转换器的线圈的卷数比的值小。因此，在充电开始时等、容量负载的电压较小的情况下，扼流线圈的电流会持续增加。其结果是，可能会导致DCDC转换器的劣化或破损。另一方面，若为了减少扼流线圈的电流而进行开关单元的断开操作，则可能会因为雪崩电流产生反电动势而导致开关单元的劣化或破损。

技术实现要素：

本发明是为了解决上述技术问题而作出的，其主要目的在于提供一种电力转换装置，该电力转换装置能抑制构成电路的开关单元的劣化或破损，并且能提高电力的供给效率。

本发明一实施方式的电力转换装置从与直流电源连接的输入侧，经由电力转换电路朝输出侧的电路供给电力，所述电力转换电路包括由磁耦合的第1线圈和第2线圈构成的变压器和开关单元，上述电力转换装置包括：扼流线圈，该扼流线圈设置在上述电力转换电路和上述直流电源之间；辅助线圈，该辅助线圈为使扼流线圈作为反激式变压器起作用而与输出侧的电路并联连接，该辅助线圈与扼流线圈磁耦合，在励磁电流从直流电源的正极侧朝负极侧流过扼流线圈时，该辅助线圈朝使励磁电流从输出侧的电路的负极侧朝正极侧流动的方向卷绕；以及整流单元，该整流单元与辅助线圈串联连接，进行通过辅助线圈从直流电源朝输出侧的电力供给，并阻断从输出侧朝输入侧的电力供给。

根据上述结构，在以包括阻断来自直流电源的电力供给的期间的方式进行控制的情况下，能通过辅助线圈将在电路中产生的雪崩电流供给到输出侧。因此，能抑制因雪崩电流导致的输入侧电路的劣化和损伤。此外，能朝输出侧供给在输入侧电路中残存的电力。因此，能抑制输入侧电路的劣化和损伤，并能进一步提高对输出侧供给电力的效率。

附图说明

参照附图和以下详细的记述，可以更明确本发明的上述目的、其他目的、特征和优点。

图1是本发明第1实施方式的电力转换装置的电路图。

图2是表示第1模式的控制的时序图。

图3A和图3B是表示第1模式的电流路线的图。

图4A到图4C是用于说明第1模式的控制的推移的图。

图5是表示第2模式的控制的时序图。

图6A到图6D是表示第2模式的电流路线的图。

图7是表示第3模式的控制的时序图。

图8A到图8C是表示第3模式的电流路线的图。

图9是表示控制部执行的处理的时序图。

图10是表示本发明第2实施方式的第3模式的控制的时序图。

图11是表示第2实施方式的控制部执行的处理的控制框图。

图12是本发明第3实施方式的电力转换装置的电路图。

图13是表示第3实施方式的第1模式的控制的时序图。

图14是表示第3实施方式的第2模式的控制的时序图。

图15是表示第3实施方式的第3模式的控制的时序图。

图16是本发明第4实施方式的电力转换装置的电路图。

图17是表示第4实施方式的第1模式的控制的时序图。

图18是表示第4实施方式的第2模式的控制的时序图。

图19是表示第4实施方式的第3模式的控制的时序图。

图20是表示本发明第5实施方式的第1模式的控制的时序图。

图21是表示第5实施方式的控制部执行的处理的控制框图。

图22是表示本发明第6实施方式的控制部执行的处理的控制框图。

图23是表示本发明第7实施方式的第1模式的控制的时序图。

图24是本发明第8实施方式的电力转换装置的电路图。

图25是第8实施方式的电流检测部的电路图。

图26是表示第8实施方式的控制部执行的处理的控制框图。

图27是第8实施方式的电力转换装置的另一例。

图28是第8实施方式的电流检测部的另一例。

图29是本发明第9实施方式的电力转换装置的电路图。

图30是表示第9实施方式的第1a模式的控制的时序图。

图31是表示第9实施方式的第1b模式的控制的时序图。

图32是表示第9实施方式的控制部执行的处理的控制框图。

图33是表示第9实施方式的控制部执行的处理的流程图。

图34A到图34C是表示执行第9实施方式的处理后的情况的效果的图。

图35是本发明第10实施方式的电力转换装置的电路图。

图36是表示第10实施方式的第1a模式的控制的时序图。

图37是表示第10实施方式的第1b模式的控制的时序图。

图38是表示本发明的电力转换装置的另一例的图。

图39A和图39B是表示本发明的电力转换装置的另一例的图。

图40是表示本发明的电力转换装置的另一例的图。

图41是表示本发明的电力转换装置的另一例的图。

图42A和图42B是表示第1模式的控制的另一例的图。

图43A和图43B是表示第2模式的控制的另一例的图。

具体实施方式

在下文中，根据附图说明各实施方式。在下文的各实施方式中，对于相同或等同的部分，在附图中，标注相同符号并援用关于该相同符号的部分的说明。

(第1实施方式)

本实施方式的电力转换装置装设于混合动力车，该混合动力车具有额定电压为12V的铅电池等二次电池和额定电压为几百V的锂离子电池等高电压蓄电池。

图1是本实施方式的电力转换装置的电路图。本实施方式的电力转换装置通过电力转换电路10将与输入侧连接的直流电源即二次电池100的电力供给到输出侧。

电力转换电路10具有变压器Tr11和作为MOSFET的第1开关单元Q11～第6开关单元Q16。互相磁耦合的第1线圈L11和第2线圈L12构成变压器Tr11，第1线圈L11具有中心抽头。第2线圈L12的卷数是第1线圈L11的卷数的N/2倍。即，第2线圈L12的卷数是第1线圈L11的从任一端到中心抽头的卷数的N倍。

第1线圈L11的两端分别与第1开关单元Q11的漏极和第2开关单元Q12的漏极连接。另一方面，第1开关单元Q11的源极与第2开关单元Q12的源极连接。

二次电池100通过扼流线圈L13与电力转换电路10连接。具体地说，扼流线圈L13的一端与二次电池100的正极连接，扼流线圈L13的另一端与第1线圈L11的中心抽头连接。另一方面，第1开关单元Q11的源极和第2开关单元Q12的源极的连接点与二次电池100的负极连接。此外，二次电池100与电容器101并联地连接。

第2线圈L12的端部的一方与第3开关单元Q13的源极和第4开关单元Q14的漏极连接。第2线圈L12的端部的另一方与第5开关单元Q15的源极和第6开关单元Q16的漏极连接。第3开关单元Q13的漏极和第5开关单元Q15的漏极与正极侧输出端子200a连接，第4开关单元Q14的源极和第6开关单元Q16的源极与负极侧输出端子200b连接。正极侧输出端子200a和负极侧输出端子200b与电容器201并联地连接。

电力转换装置还具有与扼流线圈L13磁耦合的辅助线圈L14。扼流线圈L13和辅助线圈L14构成作为反激式变压器起作用的第2变压器Tr12。辅助线圈L14与电力转换电路10并联地连接，并与正极侧输出端子200a和负极侧输出端子200b连接。

若对于扼流线圈L13从二次电池100的正极侧朝负极侧流动励磁电流，则辅助线圈L14朝使励磁电流从输出侧的电路的负极侧流动到正极侧的方向卷绕。辅助线圈L14和扼流线圈L13的卷数比是N:1。除此之外，辅助线圈L14的负极侧输出端子200b侧与二极管D1串联地连接。若从二次电池100的正极对扼流线圈L13输入电压，则通过二极管D1阻断经由辅助线圈L14朝输出侧供给的电流。此外，若从正极侧输出端子200a侧对辅助线圈L14输入电压，则通过二极管D1阻断朝扼流线圈L13的电力供给。

电力转换装置具有检测二次电池100的电压即输入侧电压VB的输入侧电压检测部102、检测在扼流线圈L13中流动的电流(在输入侧的电路中流动的电流)即电抗电流IL的电流检测部103、检测输出侧的电压(电容器201的电压)即输出侧电压VH的输出侧电压检测部202。检测后的输入侧电压VB、输出侧电压VH和电抗电流IL被输入到控制部300。

控制部300根据输入的输入侧电压VB、输出侧电压VH和电抗电流IL进行运算，并朝第1开关单元Q11和第2开关单元Q12发出控制信号。此时，在输出侧，根据对电容器201充电的进行情况，选择第1～第3模式中的任一种来进行控制。

对于第1模式的控制，根据图2的时序图进行说明。在第一模式中，交替进行控制A和控制B，控制A使第1开关单元Q11接通，而使第2开关单元Q12断开，控制B使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都断开。换句话说，使第2开关单元Q12始终断开，交替进行第1开关单元Q11的接通和断开。

在控制A中，根据对扼流线圈L13输入的电压即电抗电压VL决定电抗电流IL的单位时间的变化量。电抗电压VL是从输入侧电压VB中减去输出侧电压VH除以卷数比后的值而得到的值。此外，在第2线圈L12侧流动的电流即输出侧电流IC的单位时间的变化量是电抗电流IL的单位时间的变化量dIL/dt除以N后的值。对第2线圈L12输入的电压即励磁电压VT与输出侧电压VH相等。由于励磁电流IM的时间变化量是励磁电压VT除以励磁电感后的值，呈线性单调增加。另外，对于励磁电流IM，将从正极侧输出端子200a朝负极侧输出端子200b流动的方向设为正。

根据图3A说明进行控制A时的电流路径。图3A的箭头表示电流路径。此外，虚线表示励磁电流IM。在第1线圈L11侧，从二次电池100供给的电流采用依次通过扼流线圈L13、第1线圈L11和第1开关单元Q11的路径。在第2线圈L12侧，采用依次通过第6开关单元Q16、第2线圈L12和第3开关单元Q13的路径。此外，关于励磁电流IM，采用依次通过第3开关单元Q13、第2线圈L12和第6开关单元Q16的路径。

在控制A中，电抗电流IL单调增加，因此，以电抗电流IL达到预先确定的值即第1指令值Iref1为条件，为了使电抗电流IL减小进行控制B。

在控制B中，使电抗电流IL变为零。另一方面，在扼流线圈L13中产生反电动势，电抗电压VL为输出侧电压VH除以卷数比的值的负值。因此，反激式电流ID根据电抗电压VL的值呈线性单调减少，电抗电流IL也随之呈线性单调减少。此外，励磁电压VT为输出侧电压VH的负值，励磁电流IM单调减少。

根据图3B说明进行控制B时的电流路径。该电流路径表示控制B的前半部分即期间B11的路径。在控制B中，在第1线圈L11侧，由于第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都是断开状态，因此，不进行来自二次电池100的电力供给。另一方面，在扼流线圈L13中残存有电抗电流IL而产生反电动势，因此，利用电抗电流IL通过辅助线圈L14进行电力供给。此外，关于励磁电流IM，采用依次通过第3开关单元Q13、第2线圈L12和第6开关单元Q16的路径。另外，在控制B的后半部分即期间B12中，由于没有任何电流流动，因此省略对电流路径的说明。

如上所述，在进行控制B的期间，第1模式下的反激式电流ID根据电抗电压VL的值呈线性单调减少。在控制B中，由于根据输出侧电压VH决定电抗电压VL，因此，反激式电流ID的单位时间的减少量根据输出侧的充电进行状态而变化。根据图4A～图4C说明此时的反激式电流ID。图4A是对电容器201开始充电时等的输出侧电压VH接近0V的状态下的时序图。此时，在控制B的期间，反激式电流ID没有充分减少，在控制A的期间，通过变压器Tr11连续地供给输出侧电流IC，在控制B的期间，通过第2变压器Tr12连续地供给输出侧电流IC。

图4B是输出侧电压VH的值为输入侧电压VB乘以卷数比N的值的一半左右时的时序图。此时，控制A中的输出侧电流IC的单位时间的增加量和控制B中的输出侧电流IC的单位时间的减少量相等。因此，只要将第1指令值Iref1设定成使进行控制A的期间和进行控制B的期间一样，则在控制B的结束时刻能使反激式电流ID处于零，能进行有效地充电，并能抑制电抗电流IL和反激式电流ID的过量增加。

图4C是对电容器201继续充电、输出侧电压VH的值接近VB×N时的时序图。在这样的情况下，在控制B的后半部分即期间B12，设定输出侧电流IC处于零的期间。

接着，根据图5的时序图说明第2模式的控制。在第2模式中，依次进行控制C、控制A、控制B，控制C使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于接通的状态，控制A使第1开关单元Q11处于接通状态，而使第2开关单元Q12处于断开状态，控制B使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于断开状态。

在控制C中，对扼流线圈L13输入的电抗电压VL和从二次电池100输入的输入侧电压VB相等。即，电抗电流IL呈线性单调增加。此时，由于对第1线圈L11不通电，所以，输出侧电流IC是零。

根据图6A说明进行控制C时的电流路径。由于第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都是接通状态，因此，不会从第1线圈L11对第2线圈L12供给电力。此外，从扼流线圈L13对辅助线圈L14供给的电力也被二极管D1阻断。因此，在扼流线圈L13中流动的电抗电流IL增加。

如上所述，在控制C中，电抗电流IL单调地增加，因此，以电抗电流IL达到预先确定的值即第2指令值Iref2为条件，从控制C转移到控制A。

接着，在控制A中，如图6B所示，由于采用和第1模式的控制A一样的电流路径，因此省略说明。对于从控制A到控制B的切换条件，可以是从控制C开始经过了规定时间，还可以是从控制A开始经过了规定时间。此外，在图4A到图4C的时序图中，在控制A中，电抗电流IL单调地增加，但电抗电流IL的变化量根据输入侧电压VB和输出侧电压VH的关系，有时不增减，有时会单调地减少。

在控制B中，在第1线圈L11侧，由于第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都是断开状态，因此，不从二次电池100供给电力，电抗电流IL处于零。另一方面，在扼流线圈L13中产生反电动势，电抗电压VL为输出侧电压VH除以卷数比的值的负值。因此，反激式电流ID呈线性单调减少，电抗电流IL也随之呈线性单调减少。此外，励磁电压VT为输出侧电压VH的负值，励磁电流IM单调减少。

根据图6C和图6D说明进行控制B时的电流路径。图6C的电流路径表示控制B的前半部分即期间B21的路径。在控制B中，在第1线圈L11侧，由于第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都是断开状态，因此，不会从二次电池100供给电力。另一方面，由于在扼流线圈L13中残存有电抗电流IL而产生反电动势，因此，利用电抗电流IL通过辅助线圈L14来供给电力。此外，关于励磁电流IM，采用依次通过第3开关单元Q13、第2线圈L12和第6开关单元Q16的顺序的路径。另外，对于控制B的后半部分即期间B22，由于没有任何电流流动，因此省略电流路径的说明。在使反激式电流ID变为零后的期间即期间B22中，电流路径如图6D所示。即，通过辅助线圈L14的电力供给结束，在输出侧，励磁电流IM采用依次通过第3开关单元Q13、第2线圈L12和第6开关单元Q16的路径而流动。另外，在控制B的后半部分即期间B23，由于和第1模式一样，没有任何电流流动，因此省略电流路径的说明。

接着，根据图7的时序图说明第3模式的控制。在第3模式中，交替进行使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于接通状态的控制A、使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12中的一方处于接通状态而使另一方处于断开状态的控制A。此时，关于控制A，交替进行使第1开关单元Q11处于接通状态而使第2开关单元Q12处于断开状态的情况、使第1开关单元Q11处于断开状态而使第二开关单元Q12处于接通状态的情况。

在控制C中，电抗电压VL和从二次电池100输入的输入侧电压VB相等，电抗电流IL和第2模式一样呈线性单调增加。此时，由于对第1线圈L11不通电，因此输出侧电流IC是零。

根据图8A说明进行控制C时的电流路径。由于第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都是接通状态，因此，不会从第1线圈L11对第2线圈L12供给电力。此外，从扼流线圈L13对辅助线圈L14供给的电力被二极管D1阻断。因此，在扼流线圈L13中流动的电抗电流IL增加。如上所述，在控制C中，电抗电流IL单调地增加，因此，以电抗电流IL达到预先确定的值即第3指令值Iref3为条件，从控制C转移到控制A。

接着，在控制A中，电抗电流IL呈线性单调减少。即，输出侧电流IC的单位时间的变化量是电抗电流IL的单位时间的变化量dIL/dt除以N后的值。尽管对第2线圈L12输入的电压即励磁电压VT和输出侧电压VH相等，但根据使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12中的哪一个处于接通状态，其极性反转。因此，对于励磁电流IM，根据上述励磁电压VT的极性决定增加或减少。

根据图8B和图8C说明进行控制A时的电流径流。图8B表示第1开关单元Q11是接通状态、第2开关单元Q12是断开状态的例子。在第1线圈L11侧，从二次电池100供给的电流采用通过扼流线圈L13、第1线圈L11和第1开关单元Q11的路径。在第2线圈L12侧，采用通过第6开关单元Q16、第2线圈L12和第3开关单元Q13的路径。图8C表示第1开关单元Q11是断开状态、第2开关单元Q12是接通状态的例子。在第1线圈L11侧，从二次电池100供给的电流采用通过扼流线圈L13、第1线圈L11和第2开关单元Q12的路径。在第2线圈L12侧，采用通过第4开关单元Q14、第2线圈L12和第5开关单元Q15的路径。

根据输出侧电压VH的值，切换第1模式、第2模式和第3模式。在电容器201的充电开始时根据第1模式进行控制，若充电继续而使输出侧电压VH比第1规定值V1大，则根据第2模式进行控制。若充电进一步继续而使输出侧电压VH比第2规定值V2大，则根据第3模式进行控制。

在第1模式的控制中，若输入侧电压VB乘以卷数比N的值比输出侧电压VH大，则能从输入侧朝输出侧供给电力。因此，在输入侧电压VB是固定值的前提下，第1规定值V1被设定成至少比定数、即输入侧电压VB乘以卷数比N的值小。此外，在第3模式的控制A中，电抗电流IL减少的条件是输入侧电压VB乘以卷数比N的值比输出侧电压VH小的情况。因此，在输入侧电压VB是固定值的前提下，第2规定值V2被设定成至少比定数、即输入侧电压VB乘以卷数比N的值大。

另外，对于控制A、控制B和控制C，也可以分别称为第1控制、第2控制和第3控制。

接着，根据图9的流程图说明控制部300进行的一连串的处理。图9的流程图的控制以规定的控制周期进行。

首先，判定是否已获取起动要求(S101)。上述起动要求的指令信号例如从作为上位的控制装置的ECU等发出。若没有获取到起动要求(S101：否)，则不进行一连串的控制，继续待机状态。

若已获取到起动要求(S101：是)，则获取输出侧电压VH(S102)，判定上述输出侧电压VH是否处于第1规定值V1以下(S103)。若输出侧电压VH处于第1规定值V1以下(S103：是)，则进行第1模式的控制(S104)。若输出侧电压VH不处于第1规定值V1以下(S103：否)，则接着判定输出侧电压VH是否处于第2规定值V2以下(S105)。若输出侧电压VH处于第2规定值V2以下(S105：是)，则以第2模式进行控制(S106)。另一方面，若输出侧电压VH不处于第2规定值V2以下(S105：否)，则以第3模式进行控制(S107)。

在第1模式、第2模式和第3模式中的任一控制进行了规定时间后，进行控制的结束判定(S108)。在步骤S108的处理中，例如再获取输出侧电压VH，并判定上述输出侧电压VH是否处于规定的上限值以上即可。另外，还可以在S105中判定为否之后，进行输出侧电压VH是否处于规定的上限值以上的判定。若判定为结束控制(S108：是)，则结束一连串的处理并待机直到要求起动。若没有判定为结束控制(S108：否)，则判定是否获取到结束要求(S109)。上述结束要求的指令信号从ECU等上位的控制装置发出。若获取到结束要求(S109：是)，则结束一连串的处理并待机直到要求起动。若没有获取到结束要求(S109：否)，则再重新进行S102以后的处理。

另外，图9的流程图只表示对电容器201的充电控制相关的控制，但电力转换装置还进行对电容器201的充电控制以外的电力转换。例如，可举出使通过正极侧输出端子200a和负极侧输出端子200b供给的电力降压，对二次电池100的充电进行的控制。上述控制是已知的控制，因此省略说明。

根据上述构成，本实施方式的电力转换装置能得到以下效果。

在对电容器201开始充电(预充电)时等，若输出侧电压VH很小，则交替地进行控制A和控制B，控制A使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12中的一方处于接通状态，而使另一方处于断开状态，控制B使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于断开状态。这样，能通过控制B减小在控制A中增加的扼流线圈L13的电流。因此，能防止在扼流线圈L13中流动的电流继续增加。但是，在控制B中，在电路中需要消耗在扼流线圈L13中存在的电抗电流IL。在这方面，由于能通过与扼流线圈L13磁耦合的辅助线圈L14朝输出侧供给电力，因此能防止输入侧的电路的劣化或损伤。

若输出侧电压VH大于第1规定值V1，则转移到第2模式，依次进行控制C、控制A和控制B，控制C使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于接通状态，控制A使第1开关单元Q11处于接通状态，使第2开关单元Q12处于断开状态，控制B使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于断开状态。因此，能通过控制C增加在扼流线圈L13中流动的电流，能提高对输出侧供给电力的供给速度。此外，控制B能减少扼流线圈L13的电流。因此，能防止在扼流线圈L13中流动的电流继续增加。但是，与第1模式同样地，在控制B中，在电路中需要消耗扼流线圈L13中存在的电抗电流IL。在这方面，由于能通过与扼流线圈L13磁耦合的辅助线圈L14对输出侧供给电力，因此，能防止输入侧的电路的劣化或损伤。

由于设置有辅助线圈L14，因此，在第1模式和第2模式的控制B中，能通过上述辅助线圈L14朝输出侧供给电力。若不设置辅助线圈L14，则在输入侧的电路中会消耗上述电力。因此，通过设置辅助线圈L14，能提高电力的供给效率。

若对电容器201继续进行预充电等或输出侧电压VH大于第2规定值V2，则转移到第3模式，交替地进行控制C和控制A，控制C使第1开关单元Q11和第3开关单元Q13处于接通状态，使第2开关单元Q12和第4开关单元Q14处于断开状态，控制A使第1开关单元Q11、第3开关单元Q13和第4开关单元Q14处于断开状态，使第2开关单元Q12处于接通状态。因此，能通过控制C增加在扼流线圈L13中流动的电流，接着能通过控制A减少在扼流线圈L13中流动的电流，能对进行充电中的电容器201更迅速地进行充电。

(第2实施方式)

在本实施方式中，第3模式的控制的一部分与第1实施方式不同。图10表示本实施方式的第3模式下的第1开关单元Q11和第2开关单元Q12的接通、断开状态和当时的电抗电流IL。

在第3模式中，若由于控制C的电抗电流IL的增加量与由于控制A的电抗电流IL的减少量相等，则能抑制电抗电流IL的过量增加。因此，使用小于1的值D将进行控制C的期间与进行控制A的期间的比设为D:(1-D)，并使用输入侧电压VB和输出侧电压VH决定D。

此外，在第3模式中，为抑制分频谐波振荡，对从控制C朝控制A切换的时机进行控制，以使电抗电流IL加上斜坡电流Is后的值为修正指令值Iref3＊。对于上述斜坡电流Is，根据图10进行说明。斜坡电流Is是呈线性增加的假想值，将控制C中的电抗电流IL的增加量设为ΔIL，将斜坡电流Is的增加量设为ΔIs，算出第3指令值Iref3加上ΔIL和ΔIs后的值，即修正指令值Iref3＊。此外，为达到上述修正指令值Iref3＊，进行从控制C到控制A的切换控制。

接着，根据图11的控制框图说明控制部300进行的处理。定电流控制部50从存储器读取第1模式的电抗电流IL的指令值、即第1指令值Iref1，第2模式的电抗电流IL的指令值、即第2指令值Iref2和第3模式的电抗电流IL的指令值、即第3指令值Iref3，而用于控制。

第1指令值Iref1和第2指令值Iref2被直接从定电流控制部50输出。此外，第1指令值Iref1与第2指令值Iref2可以是相同的值，还可以是不同的值。

第3指令值Iref3被输入到反馈控制部51。此外，反馈控制部51还获取电抗电流IL的实际电流、即平均值IL_ave。上述平均值IL_ave是在规定的时间内蓄积由电流检测部103检测出的电抗电流IL，并平均化该值而得到的。将第3指令值Iref3和平均值IL_ave输入到加法部52，加法部52算出第3指令值Iref3和平均值IL_ave的差。将上述差输入到PI控制器53，然后输入到限制器54。在限制器54中，若PI控制器53的输出值大于上限值，则将上述输出值限制为上限值。在加法器55中，从限制器54输出的输出值与第3指令值Iref3相加，并从反馈控制部51输出。

另一方面，将输入侧电压VB和输出侧电压VH输入到电流补偿部57，并朝电流补偿部57输出第3指令值Iref3的修正量。此外，在加法器56中与第3指令值Iref3和反馈控制部51的输出值的和相加，因此能得到修正指令值Iref3*。

将从定电流控制部50输出的第1指令值Iref1、第2指令值Iref2和修正指令值Iref3*输入到模式选择部60。此外，将输出侧电压VH也输入到模式选择部60，将输出侧电压VH与第1规定值V1和第2规定值V2进行比较。然后，决定输出第1指令值Iref1、第2指令值Iref2和修正指令值Iref3*中的哪一个，并将其输出。

从模式选择部60输出的第1指令值Iref1、第2指令值Iref2和修正指令值Iref3*中的任一个被输入到峰值电流控制部70，在DA转换器71中被转换成模拟值，并输入到比较器72的负极端子。

另一方面，峰值电流控制部70的倾斜补偿部73将从寄存器的值得到的斜坡电流Is的值生成为信号并输入到DA转换器74。如上所述，上述斜坡电流Is是在各控制周期中从OA呈线性单调增加的锯齿状波的信号。此外，在加法部75中将由DA转换器74变成模拟波形的斜坡电流Is和电抗电流IL相加，然后输入到比较器72的正极端子。另外，倾斜补偿部73还可以直接生成模拟波形，而不通过DA转换器74输入到比较器72。

在第1模式和第2模式中，倾斜补偿部73使斜坡电流Is的值为0，在第3模式中，倾斜补偿部73输出上述锯齿状波的斜坡电流Is。这是因为，在第1模式中存在使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于断开状态的期间，在该期间中，电抗电流IL处于0，其结果，不会产生分频谐波振动现象。

比较器72对输入到负极端子的第1指令值Iref1、第2指令值Iref2和修正指令值Iref3*中的任一个与输入到正极端子的电抗电流IL和斜坡电流Is相加后的值进行比较。此外，在正极端子的输入值小于负极端子的输入值的期间中，将高状态的信号输入到RS触发器77的S端子，在正极端子的输入值大于负极端子的输入值的期间中，将低状态的信号输入到RS触发器77的S端子。此外，对RS触发器77的R端子从时钟76输入时钟信号。

在第1模式中，输入的信号变成低状态的信号表示电抗电流IL超过了第1指令值Iref1。因此，RS触发器77发出使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于断开状态的信号，藉此，从控制A朝控制B进行切换。此外，在1控制周期过去后，发出使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12中的一方处于接通状态、使另一方处于断开状态的信号，藉此，从控制B朝控制A进行切换。

在第2模式中，输入的信号变成低状态的信号表示电抗电流IL超过了第2指令值Iref2。因此，RS触发器77发出使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12中的一方处于接通状态、使另一方处于断开状态的信号，藉此，从控制C朝控制A进行切换。接着，在从控制C开始后经过不足1控制周期的规定时间(例如半个周期)后，RS触发器77发出使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于断开状态的信号，藉此，从控制A朝控制B进行切换。此外，在1控制周期后，发出使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于接通状态的信号，因此，从控制B朝控制C进行切换。

在第3模式中，输入的信号变成低状态的信号表示电抗电流IL与斜坡电流Is相加后的值超过了修正指令值Iref3*。因此，RS触发器77发出使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12中的一方处于接通状态、使另一方处于断开状态的信号，藉此，从控制C朝控制A进行切换。此外，在1控制周期后，发出使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于接通状态的信号，藉此，从控制A朝控制C进行切换。

将RS触发器77的输出输入到占空限制部78。在上述占空限制部78中，若各控制的期间的长度超过了上限值，则将其设定为上述上限值，若小于下限值，则将其设定为下限值。接着，对第1开关单元Q11和第2开关单元Q12发出控制信号。

根据上述构成，本实施方式的电力转换装置除了第1实施方式的电力转换装置的效果以外能达到以下的效果。

在峰值电流控制部70中，使用从定电流控制部50输入的各指令值进行定电流控制。这样，若发生输入侧电压VB的变化等，则能提高对于过电流的鲁棒性。

在第3模式中进行了对电抗电流IL的峰值电流控制，使其为加上斜坡电流后的值。这样，能抑制电抗电流IL的分频谐波振动。

(第3实施方式)

在本实施方式中，电力转换装置的电路构成和第1实施方式不同。此外，由于电路构成是不同的，所以，控制部300进行的处理也有一部分和第1实施方式不同。

图12是本实施方式的电力转换装置的电路图。电力转换装置具有的电力转换电路20包括由第1线圈L21和第2线圈L22构成的变压器Tr21、作为MOSFET的第1开关单元Q21～第8开关单元Q28。第1线圈L21与第2线圈L22的卷数比是1:N。

第1开关单元Q21的源极与第2开关单元Q22的漏极连接，它们的连接点与第1线圈L21的一端连接。另一方面，第3开关单元Q23的源极与第4开关单元Q24的漏极连接，它们的连接点与第1线圈L21的另一端连接。第1开关单元Q21的漏极和第3开关单元Q23的漏极与扼流线圈L23的一端连接，扼流线圈L23的另一端与二次电池100的正极连接。第2开关单元Q22的源极和第4开关单元Q24的源极与二次电池100的负极连接。

对于在第2线圈L22侧设置的第5开关单元Q25～第8开关单元Q28，由于与第1实施方式的第3开关单元Q13～第6开关单元Q16同样地连接，因此，省略说明。

扼流线圈L23与辅助线圈L24磁耦合，上述扼流线圈L23和辅助线圈L24构成第2变压器Tr22。另外，扼流线圈L23和辅助线圈L24与第1实施方式相同地进行卷绕，二极管D2也与第1实施方式相同地设置，因此，省略详细说明。

图13是表示第1模式的处理的时序图。在第1模式中，交替进行控制A和控制B，控制A使第1开关单元Q21和第4开关单元Q24处于接通状态，使第2开关单元Q22和第3开关单元Q23处于断开状态，控制B使第1开关单元Q21～第4开关单元Q24都处于断开状态。

在控制A中，和第1实施方式的控制A相同，电抗电流IL单调地增加，输出侧电流IC也随之单调地增加。对于控制B，和第1实施方式的控制B相同，电抗电流IL变为0，反激式电流ID单调地减少。此外，输出侧电流IC也随之单调地减少。

图14是表示第2模式的处理的时序图。在第2模式中，依次进行控制C、控制A、控制B，控制C使第1开关单元Q21～第4开关单元Q24都处于接通状态，控制A使第1开关单元Q21和第4开关单元Q24处于接通状态，使第2开关单元Q22和第3开关单元Q23处于断开状态，控制B使第1开关单元Q21～第4开关单元Q24都处于断开状态。

在控制C中，和第1实施方式的控制C相同，电抗电流IL单调地增加。另一方面，由于不进行从第1线圈L21到第2线圈L22的电力供给，因此，输出侧电流IC是0。在控制A中，和第1实施方式的控制A相同，根据输入侧电压VB和输出侧电压VH的关系，决定电抗电流IL的变化量。此时，进行从第1线圈L21到第2线圈L22的电力供给，输出侧电流IC为基于电抗电流IL的值的值。接着，在控制B中，和第1实施方式的控制B相同，电抗电流IL变为0，反激式电流ID单调地减少。此外，输出侧电流IC也随之单调地减少。

图15是表示第3模式的处理的时序图。在第3模式中，交替进行控制C、控制A，控制C使第1开关单元Q21～第4开关单元Q24都处于接通状态，控制A使第1开关单元Q21和第4开关单元Q24处于接通状态，使第2开关单元Q22和第3开关单元Q23处于断开状态，或者控制A使第1开关单元Q21和第4开关单元Q24处于断开状态，使第2开关单元Q22和第3开关单元Q23处于接通状态。

在控制C中，和第1实施方式的控制C相同，电抗电流IL单调地增加。另一方面，由于从第1线圈L21到第2线圈L22不进行电力供给，因此输出侧电流IC是0。在控制A中，和第1实施方式的控制A相同，电抗电流IL单调地减少。此时，从第1线圈L21到第2线圈L22进行电力供给，根据电抗电流IL的值，决定输出侧电流IC。

根据上述结构，本实施方式的电力转换装置能取得与第1实施方式相同的效果。

(第4实施方式)

在本实施方式中，电力转换装置的电路构成和第1实施方式不同。此外，由于电路构成是不同的，所以，控制部300进行的处理也有一部分和第1实施方式不同。

图16是本实施方式的电力转换装置的电路图。电力转换装置具有的电力转换电路30包含变压器Tr31、第1开关单元Q31～第4开关单元Q34、第1二极管D31～第4二极管D34和电容器C30。作为变压器Tr31的输入侧设置的第1线圈L31与作为MOSFET的第2开关单元Q32串联连接，从而构成串联连接体，上述串联连接体与作为MOSFET的第1开关单元Q31并联连接。更具体地说，第1线圈L31的一端与第1开关单元Q31的漏极连接，第1线圈L31的另一端与第2开关单元Q32的漏极连接。此外，第1开关单元Q31的源极与第2开关单元Q32的源极连接。

通过扼流线圈L33将第1开关单元Q31的漏极和第1线圈L31之间的连接点与二次电池100的正极连接。另一方面，第1开关单元Q31的源极和第2开关单元Q32的源极之间的连接点与二次电池100的负极连接。

在变压器Tr31的输出侧设置有与第1线圈L31磁耦合的第2线圈L32。第1线圈L31和第2线圈L32之间的卷数比是1:N。在输出侧，作为MOSFET的第3开关单元Q33与电容器C30串联连接，从而构成串联连接体，上述串联连接体与第2线圈L32并联连接，从而构成并联连接体。上述并联连接体与作为MOSFET的第4开关单元Q34串联连接。更具体地说，第2线圈L32的一端与电容器C30的一端连接，电容器C30的另一端与第3开关单元Q33的漏极连接，第2线圈L32的另一端与第3开关单元Q33的源极连接。第2线圈L32和第3开关单元Q33的源极之间的连接点与第4开关单元Q34的漏极连接。

第2线圈L32和电容器C30之间的连接点与正极侧输出端子200a连接，第4开关单元Q34的源极与负极侧输出端子200b连接。上述正极侧输出端子200a和负极侧输出端子200b与电容器201并联连接。

扼流线圈L33与辅助线圈L34磁耦合，利用上述扼流线圈L33和辅助线圈L34构成第2变压器Tr32。此外，扼流线圈L33和辅助线圈L34与第1实施方式相同地进行卷绕，二极管D3也和第1实施方式相同地设置，因此，省略详细说明。

图17是表示第1模式的处理的时序图。在第1模式中，交替进行控制A、控制B，控制A使第1开关单元Q31、第3开关单元Q33和第4开关单元Q34处于断开状态，使第2开关单元Q32处于接通状态，控制B使第1开关单元Q31、第2开关单元Q32和第4开关单元Q34处于断开状态，使第3开关单元Q33处于接通状态。换言之，进行下述控制：使第1开关单元Q31和第4开关单元Q34始终处于断开状态，使第2开关单元Q32和第3开关单元Q33交替处于接通状态。

在控制A中，和第1实施方式的控制A相同，电抗电流IL单调地增加，输出侧电流IC也随之单调地增加。对于控制B，和第1实施方式的控制B相同，电抗电流IL变为0，反激式电流ID单调地减少。此外，输出侧电流IC也随之单调地减少。

图18是表示第2模式的处理的时序图。在第2模式中，依次进行控制C、控制A、控制B，控制C使第1开关单元Q31和第3开关单元Q33处于接通状态，使第2开关单元Q32和第4开关单元Q34处于断开状态，控制A使第1开关单元Q31、第3开关单元Q33和第4开关单元Q34处于断开状态，使第2开关单元Q32处于接通状态，控制B使第1开关单元Q31、第2开关单元Q32和第4开关单元Q34处于断开状态，使第3开关单元Q33处于接通状态。

在控制C中，和第1实施方式的控制C相同，电抗电流IL单调地增加。另一方面，由于从第1线圈L31到第2线圈L32不进行电力供给，因此，输出侧电流IC是0。在控制A中，和第1实施方式的控制A相同，根据输入侧电压VB和输出侧电压VH之间的关系，决定电抗电流IL的变化量。此时，从第1线圈L31到第2线圈L32进行电力供给，根据电抗电流IL的值决定输出侧电流IC的值。接着，在控制B中，和第1实施方式的控制B相同，电抗电流IL变为0，反激式电流ID单调地减少。此外，输出侧电流IC也随之单调地减少。

图19是表示第3模式的处理的时序图。在第3模式中，交替进行控制C、控制A，控制C使第1开关单元Q31和第3开关单元Q33处于接通状态，使第2开关单元Q32和第4开关单元Q34处于断开状态，控制A使第1开关单元Q31、第3开关单元Q33和第4开关单元Q34处于断开状态，使第2开关单元Q32处于接通状态。

在控制C中，和第1实施方式的控制C相同，电抗电流IL单调地增加。另一方面，由于从第1线圈L31到第2线圈L32不进行电流供给，输出侧电流IC是0。在控制A中，和第1实施方式的控制A相同，电抗电流IL单调地减少。此时，从第1线圈L31到第2线圈L32进行电流供给，根据电抗电流IL的值决定输出侧电流IC的值。

根据上述结构，本实施方式的电力转换装置能取得与第1实施方式相同的效果。

(第5实施方式)

本实施方式中，第1模式～第3模式的控制的一部分和第1实施方式不同。具体地说，不设置电流检测部103，不检测电抗电流IL，或在第1模式～第3模式的控制中，不使用电流检测部103检测出的电抗电流IL的值。

如第1实施方式的图4A所示，在各控制周期的结束时刻，若进行控制使电抗电流IL处于第1指令值Iref1，则不检测电抗电流IL，因此，可能使电抗电流IL处于过剩值。另一方面，在各控制周期的控制的结束时刻，若进行控制使反激式电流ID处于0，则在从控制A朝控制B切换时，电抗电流IL无法达到第1指令值Iref1，电力的供给速度降低。因此，在本实施方式的第1模式的控制中，设定进行控制A的期间的长度，以使规定控制周期的控制结束时刻的反激式电流ID乘以卷数比N的值为第1指令值Iref1。此外，为了在上述规定控制周期结束后，使反激式电流ID处于0，设定暂停期间Tb，在上述暂停期间内，使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12的断开状态持续规定控制周期。

图20中表示了第1模式的第1开关单元Q11和第2开关单元Q12的接通和断开状态，此时的电抗电流IL、反激式电流ID乘以卷数比N的值，输出侧电压VH。如图20所示，从时刻T1到时刻T2，交替进行控制A和控制B，逐步增加电抗电流IL的值，从时刻T2到时刻T3是暂停期间。同样地，在从时刻T3到时刻T4的期间和从时刻T5到时刻T6的期间中，逐步增加电抗电流IL的值，从时刻T4到时刻T5的期间和从时刻T6到时刻T7的期间是暂停期间。

在交替反复进行控制A和控制B的期间，控制A和控制B以固定周期Tf(4控制周期)交替反复进行，为了使4控制周期的控制结束时的反激式电流ID乘以卷数比N的值达到第1指令值Iref1，设定各控制周期中进行控制A的期间的长度的比即占空值D。即，设定占空值D，以使在控制A中蓄积在扼流线圈L13中的磁通的增加量大于控制B中的磁通的减少量。此时，每1控制周期的电抗电流IL的增加量、即每1控制周期的反激式电流ID乘以卷数比N的值的增加量ΔI’如下式(1)所示。

【数学式1】

若使控制A和控制B交替反复的控制以固定控制周期反复进行，则重复固定控制周期后的反激式电流ID乘以卷数比N的值即ΔI只需是第1指令值Iref1即可，因此，能用下式(2)计算出占空值D。即，通过获取输入侧电压VB和输出侧电压VH，不必检测出电抗电流IL的值，就能使F控制周期后的反激式电流ID乘以卷数比N的值为第1指令值Iref1。此外，下式(2)中的F的值是自然数乘以1控制周期长度的值。

【数学式2】

另一方面，暂停期间的反激式电流ID乘以卷数比N的值的时间变化量表示为输出侧电压VH除以自电感和卷数比N的值，在暂停期间中，使反激式电流ID处于0即可。因此，用下式(3)能计算出暂停期间的长度T。

【数学式3】

此时，暂停期间的长度为控制周期Ts的整数倍的值。即，用上式(3)计算的暂停期间的长度除以控制周期Ts，并将小数点后的值四舍五入成整数。通过这样，不用改变1控制周期的长度，在暂停期间结束时，就能使反激式电流ID处于0。

由于进行上述控制，因此，在第1模式中，输出侧电压VH逐步增加，控制A中的电抗电流IL的时间变化量变小，控制B中的反激式电流ID的时间变化量的绝对值变大。因此，如图20的从时刻T7到时刻T8的期间所示，即便设定占空值D的值为上限值，在1控制周期的结束时刻，也可能使反激式电流ID处于0。即，电抗电流IL和反激式电流ID的变化和第1实施方式的图4B和图4C表示的情况相同。这样的情况下，为使1控制周期的电抗电流IL的增加量为第1指令值Iref1，用下式(4)计算占空值D的值。

【数学式4】

此外，对于占空值D设定了上限值(例如45％)。因此，随着输出侧电压VH的上升，即便将占空值D设置为上限值，电抗电流IL的值也达不到第1指令值Iref1。即，处于图20的时间T10以后的状态。这样的情况下，即便不设置暂停期间，反激式电流ID也会处于0，因此，也可以不设置暂停期间。

接着，说明第2模式的控制。第2模式的控制C使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于接通状态，在控制C中，进行控制以使电抗电流IL处于第2指令值Iref2。在第2模式中，将控制C的执行期间和控制A的执行期间的合计期间固定为1控制周期的一半。此外，若控制C执行期间的长度与1控制周期的比为占空值D，则控制C的电抗电流IL的时间变化量是输入侧电压VB除以自电感L后的值，因此，占空值D用下式(5)表示。另外，在计算出上述占空值D后，为使占空值D小于1控制周期的一半，设定上限值(例如45％)。

【数学式5】

在第3模式中，进行控制，以使控制C执行期间的电抗电流IL的增加量等于控制A执行期间的电抗电流IL的减少量。此时，用下式(6)能计算占空值D。此外，在第3模式中，由于设置了使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于接通状态的期间，因此，对占空值D设置上限值(例如55％)。

【数学式6】

接着，对控制部300执行的控制，根据图21的控制框图进行说明。在第1模式控制部400中，将输出侧电压VH和输入侧电压VB输入到第1运算部401和第2运算部402。在第1运算部401中，进行上述数学式(2)的运算，计算出占空值D。另一方面，在第2运算部402中，进行上述数学式(4)的运算，计算出占空值D。上述计算出的占空值D被输入到选择部404，选择出小的占空值D。此时，固定周期获取部403获取的固定周期Tf的长度、即F的值也被输入到选择部404。上述固定周期Tf的长度、即F的值是预先确定的值，例如4控制周期。选择后的占空值D被输入到占空限制部405。

如上所述，计算出占空值D，另一方面，将输出侧电压VH输入到暂停期间运算部406，运算出暂停期间的长度。此时，如上所述，暂停期间的长度是控制周期的整数倍。

以上述方式计算出占空值D和暂停期间的长度后，将上述值输入到运算部407。在运算部407中，在经过固定周期Tf之前，将作为占空值D计算出的值输出为表示第1开关单元Q11处于接通期间的长度的比例的占空值D、即D1。此外，关于表示第2开关单元Q12的接通期间的长度的占空值D、即D2，发出0％、即总是处于断开的控制信号。另一方面，若经过了固定周期，则为了进行暂停期间的控制，作为D1和D2，都输出0％的值。直到暂停期间过去之前，进行上述控制。

在第2模式控制部410中，将输入侧电压VB输入到运算部411。在运算部411中，根据上述数学式(5)计算占空值D，并将计算的占空值D输入到占空限制部412。在占空限制部412中，若输入的占空值D处于上限值以下，则直接输出，若输入的占空值D大于上限值，则将占空值D设定为上限值并输出。此时，占空值D作为表示第2开关单元Q12的接通期间的长度的比例的占空值D、即D2输出。另一方面，表示第1开关单元Q11的长度的比例的占空值D、即D1固定为50％并输出。

在第3模式控制部420中，将输出侧电压VH和输入侧电压VB输入到运算部421。用上述数学式(6)，运算部421计算出占空值D，上述占空值D被占空限制部422设定为下限值以上的值。另一方面，还进行使用输出侧电压VH的指令值VH＊的定电压控制。上述指令值VH＊被输入到渐变部423，并设定为随着充电的进行，指令值VH＊逐渐增加。通过渐变部423后的指令值VH＊被输入到加法器424，计算与检测出的输出侧电压VH的差。上述差被输入到PI控制器425而计算出占空值D，在占空限制部426中，使上述占空值D处于下限值以上的值。将如上所述求出的占空值D输入到选择部427，输出较小的值。

在间歇控制部428中，若满足输出侧电压VH大于规定值和输入的占空值D小于规定值中的至少一个，则将D1和D2的值设定为0而停止开关。与输出侧电压VH相比的规定值设定为表示对电容器201充电完成的值。与占空值D相比的规定值设定为大于占空限制部422的下限值和占空限制部426的下限值中的至少一个。

在选择部427中，选择出作为定电压控制的结果获取的占空值D，占空值D小于规定值意味着指令值VH＊与输出侧电压VH之间的偏差变小。此外，在选择部427中，选择由运算部421计算出的占空值D，占空值D小于规定值，意味着输出侧电压VH的值接近输入侧电压VB的值乘以卷数比N后的值。因此，输入的占空值D小于规定值意味着对电容器201正在进行充电、输出侧电压VH为表示电容器201的充电完成的值。

即，若结束对电容器201充电，则根据间歇控制部428的判断停止进一步充电。然后，若电容器201进行放电，则根据间歇控制部428的判断重新开始对电容器201充电。因此，在对电容器201充电结束后，进行控制，以使输出侧电压VH在指令值VH＊附近交替重复渐减和渐增。

作为第1开关单元Q11的占空值D、即D1和第2开关单元Q12的占空值D、即D2，输出如上所述通过间歇控制部428后的占空值D。

根据上述计算出的D1和D2被输入到模式选择部430。在模式选择部430中，和第1实施方式同样地，使用输出侧电压VH，选择进行哪个模式的控制，并对第1开关单元Q11和第2开关单元Q12发送控制信号。此时，也可以还使用输入侧电压VB进行判定。

在本实施方式中，使用了检测出的输出侧电压VH，但在输出侧电压VH较小的情况等时，若考虑因二极管D1导致的电压下降量VF，则能进行更精确的控制。这样的情况下，在每个数学式中，使输出侧电压VH加上电压下降量VF即可。

根据上述构成，本实施方式的电力转换装置能得到以下效果。

在第1模式中，在以规定周期进行了使控制A和控制B交替反复的控制时，反激式电流ID乘以卷数比N的值被控制成达到第1指令值Iref1。这样，即便在输出侧电压VH较小、1控制周期的电抗电流IL的增加量较小的情况下，也能提高电力的供给速度。

在以规定周期进行了使控制A和控制B交替反复的控制后，设置继续控制B的暂停期间。这样，能使增加的电抗电流IL为0，能抑制电抗电流IL的过度增加。

(第6实施方式)

在本实施方式中，控制部300进行的处理的一部分和第5实施方式不同。具体地说，将电流检测部103检测出的电抗电流IL的值用于进行第3模式的控制。图22是表示本实施方式的控制部300进行的处理的控制框图。第1模式控制部400和第2模式控制部410的处理和第5实施方式相同，因此省略说明。

在第3模式控制部440中，在加法器441中，计算出输出侧电压VH和指令值VH＊的差，在PI控制器442中将上述差设定为定电压指令值Iref_cv。上述定电压指令值Iref_cv被输入到选择部443。另一方面，作为对定电流控制的指令值的第3指令值Iref3也被输入到选择部443，较小的值被输出。在加法器444中，求出从选择部443输出的定电压指令值Iref_cv或第3指令值Iref3和电抗电流IL之间的差，然后输入到PI控制器445。在加法器446中，求出PI控制器445的输出和输入侧电压VB之间的差。在乘法器447中，与卷数比N除以输入侧电压VH的值相乘，在加法器448中，从1减去上述计算结果，从而得到占空值D。

计算出的占空值D被输入到占空限制部450。上限值设定部449计算出的上限值D_max也被输入到占空限制部450。根据输入侧电压VB的值和输出侧电压VH的值，决定上述上限值D_max。在占空限制部450中，若计算出的占空值D大于上限值D_max，则作为上限值D_max输出占空值D。

上述计算出的D1和D2被输入到模式选择部430。在模式选择部430中，和第1实施方式相同，使用输出侧电压VH选择进行哪个模式的控制，并对第1开关单元Q11和第2开关单元Q12发送控制信号。

根据上述构成，本实施方式的电力转换装置能获得和第5实施方式的电力转换装置同等的效果。

(第7实施方式)

在本实施方式中，第1模式的控制和第1实施方式不同。图23表示了第1模式的第1开关单元Q11和第2开关单元Q12的开关状态、当时的电抗电流IL和反激式电流ID乘以卷数比N的值。

在第1模式中，若为了在控制A中使电抗电流IL达到第1指令值Iref1而进行控制，则在控制B的期间结束时，反激式电流ID可能无法变为0。这样的情况下，电抗电流IL可能会无限地增加。此外，也有可能在控制B的期间结束前，使反激式电流ID变为0。这样的情况下，尽管能抑制电抗电流IL无限地增加，但电力的供给速度会下降。

另一方面，若进行控制使控制A中的电抗电流IL的增加量和控制B中的反激式电流ID乘以卷数比N的值的减少量相等，则在控制A中，可能无法使电抗电流IL达到第1指令值Iref1。这样的情况下，尽管能抑制电抗电流IL无限地增加，但电力的供给速度会下降。

因此，在本实施方式中，如图23所示，使1控制周期的长度处于可变，从而在控制A中使电抗电流IL达到第1指令值Iref1，而且在控制B结束时使反激式电流ID变为0。

在控制A中，若电抗电流IL达到第1指令值Iref1，则下式(7)成立，若控制B的反激式电流ID乘以卷数比N的值的减少量为第1指令值Iref1，则下式(8)成立。

【数学式7】

【数学式8】

通过求解上式(7)和上式(8)，能利用下式(9)计算出1控制周期的长度、即Ts，并能利用下式(10)计算出占空值D。

【数学式9】

【数学式10】

由于进行了上述控制，因此，对电容器201继续充电、输出侧电压VH越大，则1控制周期的长度越短。

根据上述构成，本实施方式的电力转换装置能抑制电抗电流IL的过度增加，并能提高电力的供给速度。

(第8实施方式)

本实施方式的电力转换装置的电路构成的一部分和控制部进行的控制和第1实施方式不同。

图24是本实施方式的电力转换装置的电路图。在本实施方式中，具有电流检测部203，该电流检测部203对预充电时的输出侧电路的电流值即输出侧电流IH、输出侧电流的平均值IH_ave进行检测。电流检测部203设置在输出侧电路中的正极侧配线和辅助线圈L14的连接点与电力转换电路10之间。

参照图25，详述电流检测部203的具体的电路构成。电流检测部203具有第1变流器210和第2变流器220。

第1变流器210具有：由磁耦合的一对线圈构成的第1变压器211；将上述第1变压器211的两端之间连接的复位电阻212；将第1变压器211和复位电阻212的正极侧的连接点与阳极连接的二极管213；以及第一侧与上述二极管213的阴极连接，第2侧被接地的终端电阻214。确定第1变压器211的极性，以使电流从第2端子203b朝第1端子203a流动时，电流流入到二极管213的阳极。因此，在从二次电池100侧进行电力供给时，通过第1变压器211来进行通电。

第2变流器220具有：由磁耦合的一对线圈构成的第2变压器221；将上述第2变压器221的两端之间连接的复位电阻222；将第2变压器221和复位电阻222的正极侧的连接点与阳极连接的二极管223；以及第一侧与上述二极管223的阴极连接，第2侧被接地的终端电阻224。确定第2变压器221的极性，以使电流从第1端子203a朝第2端子203b流动时，电流流入到二极管223的阳极。因此，在朝二次电池100侧进行电力供给时，通过第2变压器221来进行通电。

从第1变流器210能获得输出侧电流IH和上述输出侧电流IH通过RC电路230输出的值即输出电流IH的平均值IH_ave。从第2变流器220输出的电流在朝二次电池100进行电力供给时使用。

控制部8400获取以上述方式检测出的输出侧电流IH和输出侧电流的平均值IH_ave，根据第1实施方式说明的第1～第3模式的控制进行控制。参照图26说明控制部8400进行的控制。

最开始，说明第1模式设定部8410。首先，将作为电抗电流IL的指令值的第1指令值Iref1输入到乘法器8411，乘以卷数比N的倒数。即，将电抗电流IL的指令值换算为输出侧电流IH的指令值。通过DA转换器8412，将从乘法器8411获取的值输入到比较器8413的负端子。另一方面，将输出侧电流IH输入到比较器8413的正端子。

比较器8413对输入到负端子的由第1指令值Iref1换算为输出侧电流IH的指令值的值和输入到正端子的输出侧电流IH进行比较。此外，在正端子的输入值大于负端子的输入值的期间，将低状态的信号输入到RS触发器8414的S端子。另外，从时钟8415将时钟信号输入到RS触发器8414的R端子。

在第1模式中，输入的信号变成低状态的信号表示输出侧电流IH超过了第1指令值Iref1除以卷数比N的值。因此，RS触发器8414发出使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于断开状态的信号，藉此，从控制A朝控制B进行切换。此外，在1控制周期过去后，发出使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12中的一方处于接通状态、使另一方处于断开状态的信号，藉此，从控制B朝控制A进行切换。

RS触发器8414的输出信号被输入到占空限制部8416。在占空限制部中，若第1开关单元Q11和第2开关单元Q12的占空值大于上限值，则将占空值设定为上限值。上述上限值设定为不足50％的值，例如45％。如上所述获得的第1开关单元Q11和第2开关单元Q12的控制信号被输入到模式选择部8450。

接着，说明第2模式设定部8420。在第2模式设定部中，分别通过不同的运算求出第1开关单元Q11的接通/断开状态和第2开关单元Q12的接通/断开状态。

在第1开关单元Q11的控制中，首先，将输入侧电流的上限值Ig输入到乘法器8421,乘以卷数比N的倒数。在第2模式中，上述上限值Ig表示控制A结束时的电抗电流IL的上限。即，电抗电流IL的上限被换算为输出侧电流IH的上限。通过DA转换值8422，将从乘法器8421获取的值输入到比较器8423的负端子。另一方面，将输出侧电流IH输入到比较器8423的正端子。

比较器8423对输入到负端子的由上限值Ig换算为输出侧电流IH的上限的值和输入到正端子的输出侧电流IH进行比较。此外，在正端子的输入值大于负端子的输入值的期间，将低状态的信号输入到RS触发器8424的S端子。另外，从时钟8425将时钟信号输入到RS触发器8424的R端子。

若输入的信号为低状态的信号，则意味着输出侧电流IH超过了上限值Ig除以卷数比N的值。因此，RS触发器8424发送使第1开关单元Q5处于断开状态的信号。RS触发器8424的输出信号被输入到占空限制部8426。在占空限制部8426中，若第1开关单元Q11的占空值大于上限值，则将占空值设定为上限值。例如，将上述上限值设定为50％。如上所述设定的第1开关单元Q11的控制信号被输入到模式选择部8450。

在第2开关单元Q12的控制中，电抗电流IL的第2指令值Iref2被输入到乘法器8427。电抗电压VL的倒数和扼流线圈L13的自感L除以1控制周期的长度Ts的值也被输入到乘法器8427。乘法器8427的输出值被输入到占空限制部8428。在占空限制部8428中，若第2开关单元Q12的占空值大于上限值，则将占空值设定为不足50％的上限值。例如，上述上限值设定为45％。如上所述设定的第2开关单元Q12的控制信号被输入到模式选择部8450。

接着，说明第3模式设定部8430。在第3模式设定部8430中，首先，计算电抗电流IL的平均值的指令值。具体地说，先计算出进行定电压控制后的指令值和进行定电流控制后的指令值，然后利用计算出的指令值中的最小的指令值来进行控制。

在计算出定电压控制的指令值后，将输出侧电压VH的目标值VH＊和检测出的输出侧电压VH输入到加法器8431，将它们的差输入到PI控制器8432。PI控制器8432的输出值是进行定电压控制后的电抗电流IL的指令值，将其输入到最小值选择部8440。

另一方面，控制部8400从上位的ECU通过CAN(注册商标)通信等获取到电抗电流IL的指令值IL＊。上述指令值IL＊被输入到渐变部8433。在渐变部8433中，根据输入的指令值IL＊输出渐增的值。渐变部8433的输出值被输入到最小值选择部8440。

如上所述，若将各指令值输入到最小值选择部8440，则最小值选择部8440将输入的各指令值中的最小值作为指令值输出。从最小值选择部8440输出的指令值被输入到加法器8441。输出侧电流IH的平均值IH_ave换算成电抗电流IL的值后的值也被输入到加法器8411。具体地说，输出侧电流IH的平均值IH_ave和输出侧电压VH除以输入侧电压VB的值被输入到乘法器8442。在上述乘法器8442中进行乘法运算时，还可以考虑电力转换电路10的转换效率α。乘法器8442的输出值被输入到加法器8441。在加法器中，计算出输入的值的差，将上述差输入到PI控制器8443。

PI控制器8443的输出值被输入到乘法器8444，并与卷数比N除以输出侧电压VH的两倍的值后得到值相乘。乘法器8444的输出值被输入到加法器8445。通过选择部8446选择出的前馈控制用的占空值和定数中的一方被输入到上述加法器8445。此时，在选择部8446中，在第3模式的控制中对电容器201的充电结束之前，选择前馈控制用的占空值，在对电容器201的充电结束之后，选择定数。

加法器8445的输出值被输入到占空限制部8447。通过上限值设定部8448计算出的占空值的上限值也被输入到占空限制部8447。根据输入侧电压VB和输出侧电压VH决定上述占空值的上限值。在占空限制部8447中，若计算出的占空值大于上限值，则输出上限值。占空限制部8447的输出值也被输入到模式选择部8450。

输出侧电压VH也被输入到模式选择部8450。根据第1实施方式的图9的流程图，进行第1～第3模式的选择。此外，根据选择的模式，进行第1开关单元Q11和第2开关单元Q12的控制。

在本实施方式的电力转换装置中，如图27所示，能改变电流检测部203的设置场所。具体地说，电流检测部203设置在输出侧电路中的负极侧配线和辅助线圈L14的连接点与电力转换电路10之间。

对于本实施方式的电流检测部203的电路构成，能如图28所示地改变。具体地说，电流检测部203具有变流器240。变流器240具有：由磁耦合的一对线圈构成的变压器241；连接到上述变压器241的两端之间的复位电阻242；与变压器241的两端连接的二极管桥式电路243；与二极管桥式电路的正极的输出侧串联连接的开关244；以及第1侧与开关244串联连接，第2侧被接地的终端电阻245。

二极管桥式电路具有两个将第1二极管的阳极与第2二极管的阴极连接的二极管的串联连接体。构成变压器241的线圈的第1端与一方的串联连接体的连接点连接，构成变压器241的线圈的第2端与另一方的串联连接体的连接点连接。

若在变流器240中检测出电流值，则使开关244处于接通状态。由于通过二极管桥式电路243输出从变压器241输出的电流，因此，在从第1端子203a朝第2端子203b流过电流时和从第2端子203b朝第1端子203a流过电流时，都能检测出电流值。即，在从二次电池100供给电力时和对二次电池100供给电力时，都能检测出电流值。

从变流器240能获取到从二次电池100供给电力时的电流即输出侧电流IH和通过RC电路230将上述输出侧电流IH输出的值即输出电流IH的平均值IH_ave。用上述输出侧电流IH和其平均值IH_ave进行的控制与图26相同。

根据上述构成，本实施方式的电力转换装置能得到以下效果。

在二次电池100侧的电路中，为了检测电抗电流IL而设置电流检测器103时，一般情况下，电抗电流IL为大电流，因此，作为分流电阻需要使用比较大型的电阻。此外，若想减少因分流电阻产生的损失，降低分流电阻的电阻值即可，但在这样的情况下，会使电流检测器103的输出值变小，在检测出电抗电流IL后，需要放大器。但是，在使用放大器检测电流时，一般情况下，由于放大器的响应速度较低，可能发生控制的延迟。在这方面，在本实施方式中，在输出侧的电路中设置了检测输出侧电流IH的电流检测部203，因此，能实现控制的高速化，且能实施更精确的控制。

作为电流检测部203使用变流器210，若在变流器210中持续流过电流，则可能使电流检测部203的变压器211处于饱和。在变流器210中持续流过电流的情形是指如第1实施方式的图4A所示的输出侧电压VH为低状态的情形。即，在输出侧电压VH较低、波纹电流叠加直流电流的情况下，变流器210的变压器211会饱和。在本实施方式中，电流检测部203设置在输出侧的电路中的正极侧的配线和辅助线圈L14的连接点与电力转换电路10之间。这样，在电流检测部203中，尽管能检测到通过电力转换电路10供给电力时的电流，但不会检测到通过扼流线圈L13和辅助线圈L14供给的电流。即，电流检测部203能检测出第1～第3模式的控制A的电流，但不检测第1、第2模式的控制B的电流。这样，在第1实施方式的图4A所示的输出电流IH较低的情况下，电流不会持续在变流器210中流动，能抑制变压器211的饱和。此外，尽管不检测控制B的电流，但能检测出控制A的电流，因此，能使用上述控制A的电流实施精确控制。

(第9实施方式)

本实施方式的电力转换装置的电路构成的一部分和控制部进行的控制和第1实施方式不同。

图29是本实施方式的电力转换装置的电路图。在本实施方式中，包括电流检测部203，该电流检测部203对预充电时的输出侧电路的电流值即输出侧电流IH和输出侧电流IH的平均值IH_ave进行检测。具体而言，电流检测部203设于输出侧电路的负极侧的配线。另外，电流检测部203的设置部位并不局限于图29所示的情形，还可以设于正极侧的配线。

控制部9400基于输入的输入侧电压VB、输出侧电压VH、输出侧电流IH和输出侧电流IH的平均值IH_ave进行运算，并根据第1实施方式说明的第1～第3模式的控制进行控制。具体而言，在第1模式和第2模式中，进行峰值电流控制，以使输出侧电流IH达到指令值。在第3模式中，进行平均电流控制，以使输出侧电流IH的平均值IH_ave达到指令值。

除此之外，在第1模式中，在输出侧电压VH小于比规定值V0小的值即规定值V0时，在输出侧电压VH大于规定值V0时，改变控制。具体而言，在输出侧电压VH处于规定值V0以下的情况下，进行第1a模式的控制，在输出侧电压VH处于比规定值V0大的第1规定值V1以下的情况下，进行第1b模式的控制。

参照图30和图31对本实施方式的第1模式的控制进行说明。另外，第2模式和第3模式的控制中的使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12接通、断开的时间点与第1实施方式相同，因此省略具体的说明和图示。

在第1a模式中，对于第1开关单元Q11，使其交替处于接通和断开状态，对于第2开关单元Q12，使其保持断开状态。此时，表示第1开关单元Q11的相对于1控制周期Ts保持接通状态的期间的时间比例的上限为不足50％。具体而言，时间比例的上限为45％。即，在进行峰值电流控制之后，在满足输出侧电流IH达到指令值的情形和时间比例达到45％的情形中的一种的情况下，将第1开关单元Q11的控制状态从接通切换到断开。

为了如上所述进行第1开关单元Q11和第2开关单元Q12的控制，如图30所示，在第1a模式中，交替进行控制A和控制B，且使执行控制A期间的长度不足1控制周期Ts的一半，其中，控制A使第1开关单元Q11处于接通状态，使第2开关单元W12处于断开状态，控制B使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于断开状态。

另外，在第1a模式中，对于第1开关单元Q11，也可以使其保持断开状态，对于第2开关单元Q12，使其交替处于接通和断开状态。此外，还可以每隔规定的控制周期，使交替进行接通和断开的开关单元与保持断开状态的开关单元进行切换。

在第1b模式中，第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都交替进行接通和断开。在进行上述控制时，对第1开关单元Q11和第2开关单元Q12进行控制，以交替设置使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12中的一方处于接通状态而使另一方处于断开状态的期间、使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于断开状态的期间。具体而言，使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12的1控制周期的长度相等，使第1开关单元Q11的控制周期与第2开关单元Q12的控制周期错开半个控制周期，使时间比例的上限低于50％，例如为45％。

为了如上所述进行第1开关单元Q11和第2开关单元Q12的控制，如图31所示，在第1b模式中，依次进行使第1开关单元Q11处于接通状态而使第2开关单元Q12处于断开状态的控制A、使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于断开状态的控制B、使第2开关单元Q12处于接通状态而使第1开关单元Q11处于断开状态的控制A、使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于断开状态的控制B，且使执行控制A期间的长度不足1控制周期Ts的一半。

接着，参照图32的控制框图说明控制部9400执行的处理。最开始，说明第1模式设定部9410。首先，将作为电抗电流IL的指令值的第1指令值Iref1输入到乘法器9411，乘以卷数比N的倒数。即，将电抗电流IL的指令值换算为输出侧电流IH的指令值。通过DA转换器9412，将从乘法器9411获取的值输入到比较器9413的负端子。另一方面，将输出侧电流IH输入到比较器9413的正端子。

比较器9413对输入到负端子的由第1指令值Iref1换算为输出侧电流IH的指令值的值和输入到正端子的输出侧电流IH进行比较。此外，在正端子的输入值大于负端子的输入值的期间，将低状态的信号输入到RS触发器9414的S端子。另外，从时钟9415将时钟信号输入到RS触发器9415的R端子。

在第1模式中，输入的信号变成低状态的信号表示输出侧电流IH超过了第1指令值Iref1除以卷数比N的值。因此，RS触发器9414发出使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12都处于断开状态的信号，藉此，从控制A朝控制B进行切换。此外，在1控制周期过去后，发出使第1开关单元Q11和第2开关单元Q12中的一方处于接通状态、使另一方处于断开状态的信号，藉此，从控制B朝控制A进行切换。

RS触发器9414的输出信号被输入到占空限制部9416。在占空限制部9416中，若第1开关单元Q11和第2开关单元Q12的时间比例大于上限值，则将时间比例设定为上限值。上述上限值设定为不足50％的值，例如45％。如上所述获得的第1开关单元Q11和第2开关单元Q12的控制信号被输入到模式选择部9450。

将第1开关单元Q11和第2开关单元Q12的控制信号输入到模式选择部9450后，若选择的模式是第1a模式，则第2开关单元Q12的控制信号为保持断开状态的信号。

另外，关于上述第1模式设定部9410，在第1a模式中，进行仅用于生成第1开关单元Q11的控制信号的各运算，在第1b模式中，进行用于生成第1开关单元Q11和第2开关单元Q12的控制信号的运算。

接着，说明第2模式设定部9420。在第2模式设定部9420中，分别通过不同的运算求出第1开关单元Q11的接通/断开状态和第2开关单元Q12的接通/断开状态。

在第1开关单元Q11的控制中，首先，将输入侧电流的上限值Ig输入到乘法器9421,乘以卷数比N的倒数。在第2模式中，上述上限值Ig表示控制A结束时的电抗电流IL的上限。即，电抗电流IL的上限被换算为输出侧电流IH的上限。通过DA转换值9422，将从乘法器9421获取的值输入到比较器9423的负端子。另一方面，将输出侧电流IH输入到比较器9423的正端子。

比较器9423对输入到负端子的由上限值Ig换算为输出侧电流IH的上限的值和输入到正端子的输出侧电流IH进行比较。此外，在正端子的输入值大于负端子的输入值的期间，将低状态的信号输入到RS触发器9424的S端子。另外，从时钟9425将时钟信号输入到RS触发器9425的R端子。

若输入的信号为低状态的信号，则意味着输出侧电流IH超过了上限值Ig除以卷数比N的值。因此，RS触发器9424发送使第1开关单元Q5处于断开状态的信号。RS触发器9424的输出信号被输入到占空限制部9426。在占空限制部9426中，若第1开关单元Q11的时间比例大于上限值，则将时间比例设定为上限值。例如，将上述上限值设定为50％。如上所述设定的第1开关单元Q11的控制信号被输入到模式选择部9450。

在第2开关单元Q12的控制中，电抗电流IL的第2指令值Iref2被输入到乘法器9427。电抗电压VL的倒数和扼流线圈L13的自感L除以1控制周期Ts的值也被输入到乘法器9427。乘法器9427的输出值被输入到占空限制部9428。在占空限制部9428中，若第2开关单元Q12的时间比例大于上限值，则将时间比例设定为不足50％的上限值。例如，上述上限值设定为45％。如上所述设定的第2开关单元Q12的控制信号被输入到模式选择部9450。

接着，说明第3模式设定部9430。在第3模式设定部9430中，首先，计算电抗电流IL的平均值的指令值。具体地说，先计算出进行定电压控制后的指令值和进行定电流控制后的指令值，然后利用计算出的指令值中的最小的指令值来进行控制。

在计算出定电压控制的指令值后，将输出侧电压VH的目标值VH＊和检测出的输出侧电压VH输入到加法器9431，将它们的差输入到PI控制器9432。PI控制器9432的输出值是进行定电压控制后的电抗电流IL的指令值，将其输入到最小值选择部9440。

另一方面，控制部9400从上位的ECU通过CAN(注册商标)通信等获取到电抗电流IL的指令值IL＊。上述指令值IL＊被输入到渐变部9433。在渐变部9433中，根据输入的指令值IL＊输出渐增的值。渐变部9433的输出值被输入到最小值选择部9440。

如上所述，若将各指令值输入到最小值选择部9440，则最小值选择部9440将输入的各指令值中的最小值作为指令值输出。从最小值选择部9440输出的指令值被输入到加法器9441。输出侧电流IH的平均值IH_ave换算成电抗电流IL的值后的值也被输入到加法器9441。具体地说，输出侧电流IH的平均值IH_ave和输出侧电压VH除以输入侧电压VB的值被输入到乘法器9442。在上述乘法器9442中进行乘法运算时，还可以考虑电力转换电路10的转换效率α。乘法器9442的输出值被输入到加法器9441。在加法器9441中，计算出输入的值的差，将上述差输入到PI控制器9443。

PI控制器9443的输出值被输入到乘法器9444，并与卷数比N除以输出侧电压VH的两倍的值后得到值相乘。乘法器9444的输出值被输入到加法器9445。通过选择部9446选择出的前馈控制用的时间比例和定数中的一方被输入到上述加法器9445。此时，在选择部9446中，在第3模式的控制中对电容器201的充电结束之前，选择前馈控制用的时间比例，在对电容器201的充电结束之后，选择定数。

加法器9445的输出值被输入到占空限制部9447。通过上限值设定部9448计算出的时间比例的上限值也被输入到占空限制部9447。根据输入侧电压VB和输出侧电压VH决定上述时间比例的上限值。在占空限制部9447中，若计算出的时间比例大于上限值，则输出上限值。占空限制部9447的输出值也被输入到模式选择部9450。

输出侧电压VH也被输入到模式选择部9450，进行第1～第3模式的选择。此外，根据选择的模式，进行第1开关单元Q11和第2开关单元Q12的控制。

接着，根据图33的流程图说明控制部9400进行的一连串的处理。图33的流程图的控制以规定的控制周期进行。另外，关于与图9的流程图相同的部分，标注相同符号并省略具体的说明。

若获取到起动要求(S101：是)，并获取到输出侧电压VH(S102)，则判定该输出侧电压VH是否处于规定值V0以下(S201)。若输出侧电压VH处于规定值V0以下(S202：是)，则通过第1a模式进行控制。若输出侧电压VH不处于规定值V0以下(S202：否)，则判定是否处于第1规定值V1以下(S203)。若输出侧电压VH处于第1规定值V1以下(S203：是)，则通过第1b模式进行控制(S204)。若输出侧电压VH不处于第1规定值V1以下(S203：否)，则进行图9的S105以后的处理。

在第1a模式、第1b模式、第2模式、第3模式中的任一控制进行了规定时间后，进行控制的结束判定(S108)。在判定为要结束控制时(S108：是)，结束一连串的处理并待机，直至获取到起动要求。在没有判定为要结束控制时(S108：否)，判定是否获取到结束要求(S109)。若获取到结束要求(S109：是)，则结束一连串的处理并待机，直至获取到起动要求。若没有获取到结束要求(S109：否)，则再次执行S102以后的处理。

参照图34A到图34C说明本实施方式的电力转换装置所起到的效果。图34A到图34C表示执行第1～第3模式的处理时的电抗电流IL和输出侧电压VH。此外，作为结束第3模式的条件，采用输出侧电压VH比预先确定的值即第3规定值V3大的条件。

在电容器201开始充电时等输出侧电压VH小于规定值V0这样的情况下，如第1实施方式的图4(a)所示，电抗电流IL在控制B的期间中无法充分减少。即，处于电抗电流IL持续流动的电流持续模式。在电流持续模式中，电流的频率分量变高，电流检测部203的输出延迟。在这样的情况下，进行控制B的时间越短，则输出侧电流IH超过指令值的超调就越大。即，在不进行第1a模式的控制而仅进行第1b模式的控制的情况下，如图34B所示，随着输出侧电流IH的超调，会产生电抗电流IL超调的期间。

另一方面，在不进行第1b模式的控制而仅进行第1a模式的控制的情况下，进行控制A的期间变短，因此，随着对电容器201的充电的进行，单位时间的充电量变小。因此，如图34C所示，尽管能抑制电抗电流IL的超调，但由于电容器201的充电而需要较长时间。

在本实施方式中，如图34A所示，在输出侧电压VH处于规定值V0以下的情况下，进行第1a模式的控制，因此，能充分确保进行控制B的期间。藉此，能抑制电抗电流IL和输出侧电流IH的超调。除此之外，若输出侧电压VH变得比规定值V0大，则进行第1b模式的控制，因此，能增加进行控制A的期间。藉此，能缩短对电容器201的充电时间。

(第10实施方式)

如图35所示，本实施方式的电力转换装置的电路构成与第3实施方式相同，且与第9实施方式相同具有电流检测部203，该电流检测部203对预充电时的输出侧电路的电流值即输出侧电流IH和输出侧电流IH的平均值IH_ave进行检测。

参照图36和图37对本实施方式的第1模式的控制进行说明。另外，第2模式和第3模式的控制中的使第1开关单元Q21～第4开关单元Q24接通、断开的时间点与第1实施方式相同，因此省略具体的说明和图示。

在第1a模式中，使第1开关单元Q21和第4开关单元Q24同步地交替进行接通、断开，使第2开关单元Q22和第3开关单元Q23保持断开状态。此时，第1开关单元Q21和第4开关单元Q24的时间比例的上限不足50％。具体而言，时间比例的上限为45％。

为了如上所述进行第1开关单元Q21～第4开关单元Q24的控制，如图36所示，在第1a模式中，交替进行控制A和控制B，且使执行控制A期间的长度不足1控制周期Ts的一半，其中，控制A使第1开关单元Q21和第4开关单元Q24处于接通状态，使第2开关单元Q22和第3开关单元Q23处于断开状态，控制B使第1开关单元Q21～第4开关单元Q24都处于断开状态。

另外，还可以在第1a模式中，使第1开关单元Q21和第4开关单元Q24保持断开状态，使第2开关单元Q22和第3开关单元Q23交替进行接通、断开。此外，也可以每隔规定的控制周期，使交替进行接通、断开的开关单元与保持断开状态的开关单元切换。

在第1b模式中，使第1开关单元Q21和第4开关单元Q24同步，使第2开关单元Q22和第3开关单元Q23同步。第1开关单元Q21～第4开关单元Q24的1控制周期的长度相等，且第1开关单元Q21和第4开关单元Q24与第2开关单元Q22和第4开关单元Q24错开半个控制周期。此外，第1开关单元Q21～第4开关单元Q24的上述时间比例都不足50％，且交替进行接通、断开。

为了如上所述进行第1开关单元Q21～第4开关单元Q24的控制，如图37所示，在第1b模式中，依次进行使第1开关单元Q21和第4开关单元Q24处于接通状态而使第2开关单元Q22和第3开关单元Q23处于断开状态的控制A、使第1开关单元Q21～第4开关单元Q24都处于断开状态的控制B、使第2开关单元Q22和第3开关单元Q23处于接通状态而使第1开关单元Q21和第4开关单元Q24处于断开状态的控制A、使第1开关单元Q21～第4开关单元Q24都处于断开状态的控制B，且使执行控制A期间的长度不足1控制周期Ts的一半。

根据上述结构，本实施方式的电力转换装置能取得与第9实施方式的电力转换装置相同的效果。

(变形例)

在第1实施方式中，二极管D1设置于辅助线圈L14的负极侧输出端子200b侧。也可以如图38所示，将二极管D1a设置于辅助线圈L14的正极侧输出端子200a侧。这样的情况下，也能取得与第1实施方式相同的效果。

第1实施方式的电力转换电路10也可以如图39A所示地构成。具体地说，在电力转换电路10a中，构成变压器Tr11a的第1线圈L11a的端部分别与第1开关单元Q11a的源极和第2开关单元Q12a的源极连接。另一方面，第1开关单元Q11a的漏极与第2开关单元Q12a的漏极连接，它们的连接点与扼流线圈L13的一端连接。此外，第1线圈L11的中心抽头与二次电池100的负极连接。另外，由于第2线圈L12侧的构成和第1实施方式相同，因此省略说明。此时，控制部300进行的处理和第1实施方式相同。此外，这样的情况下，也可以如图39B所示，将二极管D1a设置于辅助线圈L14的正极侧输出端子200a侧。

如图40所示，在第3实施方式的全桥电路中，还可以将二极管D2a设置于辅助线圈L24的正极侧输出端子200a侧。此外，尽管未示出，但第4实施方式的正向有源钳位电路也同样地，可以二极管设置于辅助线圈L34的正极侧输出端子200a侧。

第4实施方式的电力转换电路30(正向有源钳位电路)的第2线圈L32侧还可以如图41所示地构成。具体地说，构成变压器Tr31的输出侧的第2线圈L32的一端与正极侧输出端子200a连接，另一端与第4开关单元Q34a的漏极连接。第2线圈L32和第4开关单元Q34a的漏极之间的连接点通过电容器C30a与第3开关单元Q33a的源极连接，第4开关单元Q34a的源极与第3开关单元Q33a的漏极连接。上述第4开关单元Q34a和第3开关单元Q33a的连接点与负极侧输出端子200b连接。此外，第3开关单元Q33a与第3二极管D33a逆向地并联连接，第4开关单元Q34与第4二极管D34a逆向地并联连接。对于控制部300进行的具体处理，由于和第4实施方式相同，因此省略说明。

在各实施方式中都进行第1～第3模式的控制，但还可以进行各模式中的至少两个模式的控制。即，也可以在充电开始时，进行第1模式的控制，若输出侧电压VH超过了规定值，则不经由第2模式而进行第3模式的控制。此外，还可以在充电开始时，进行第2模式的控制，若输出侧电压VH超过了规定值，则进行第3模式。

在各实施方式中，作为与辅助线圈L14、L24和L34连接的整流单元，使用了二极管D1、D1a、D2、D2a和D3，但也可以使用开关单元来替代二极管D1、D1a、D2、D2a和D3。这样的情况下，在通过辅助线圈L14、L24和L34从输入侧朝输出侧供给电力时，只需使开关单元处于接通状态来进行通电即可。

在第1实施方式的第1模式中，示出了使第2开关单元Q12始终处于断开状态的例子，但也可以如图42A所示，在控制A中，交替使第1开关单元Q11处于接通状态和使Q12处于接通状态。此外，还可以如图42B所示，进行多次使第1开关单元Q11处于接通状态的控制A，接着，进行多次使第2开关单元Q12处于接通状态的控制A。

在第1实施方式的第2模式中，通过使第2开关单元Q12处于断开状态，来从控制C朝控制A进行切换，但也可以如图43A所示，交替进行通过使第2开关单元Q12处于断开状态来从控制C朝控制A切换的控制、通过使第1开关单元Q11处于断开状态来从控制C朝控制A切换的控制。此外，还可以如图43B所示，进行多次使第2开关单元Q12处于断开状态来从控制C朝控制A切换的控制，接着，进行多次使第1开关单元Q11处于断开状态来从控制C朝控制A切换的控制。

在第1～第3模式中，利用第1～第3指令值Iref1～Iref3来进行控制，但也可以在各模式中，先预先决定进行控制A～控制C的期间的长度，然后根据上述决定的期间进行控制。

在各实施方式中，扼流线圈L13、L23和L33设置在二次电池100的正极侧，但还可以设置在负极侧。此外，还可以将扼流线圈L13，L23和L33设置在正极侧和负极侧，并设置与它们分别磁耦合的辅助线圈L14，L24和L34。

辅助线圈L14和扼流线圈之间的卷数比可以是N以上：1。

在上述实施方式中，电力转换装置安装于混合动力汽车，但安装对象并不局限于此。

在第5实施方式～第7实施方式中，对第1实施方式的电力转换装置的控制进行了改变，在第3和第4实施方式的电力转换装置中，也能同样地进行。即，利用第5～第7实施方式所示的控制A和控制B的长度的设定方法，来控制各开关单元即可。

在第5实施方式中，使暂停期间的长度为控制周期的整数倍，并在控制周期的整数倍的期间经过后，开始控制A。在这方面，还可以在利用上式(3)计算出的暂停期间经过后，开始控制A。

在第5实施方式中，交替进行控制A和控制B的期间是固定周期(4控制周期)，但还可以改变控制周期。即，若进行控制，以在多个控制周期的结束时刻使反激式电流ID乘以卷数比N的值达到第1指令值Iref1，并且，在随后的暂停期间使反激式电流ID变为0即可。

第8实施方式所示的、在输出侧的电路设置电流检测部203来检测出输出侧电流IH并利用上述输出侧电流IH进行控制的方案，还可以适用于第3和第4实施方式。此外，对于图26所示的电路，还可以适用第8实施方式的电流检测部203。这样的情况下，可以如图24所示，在正极侧的配线设置电流检测部203，还可以如图27所示，在负极侧的配线设置电流检测部203。此外，对于电流检测部203的具体的电路构成，可以采用图25所示的结构，还可以采用图28所示的结构。另外，对于利用检测出的输出侧电流IH和平均值IH_ave来进行的控制，可以和第8实施方式的图26所示的控制相同。

在第9实施方式的第1a模式中，第1开关单元Q11和第2开关单元Q12中的一方保持断开状态，因此，即便将时间比例的上限设定为比50％大，也交替进行控制A和控制B。因此，也可以对时间比例不设置上限。第10实施方式也相同。

在第9实施方式的第1b模式中，使第1开关单元Q11的控制周期与第2开关单元Q12的控制周期错开半个控制周期，但控制周期的错开量并不局限于半个控制周期。即，只需设定控制周期的错开量和时间比例的上限，以避免使第1开关单元Q11处于接通状态的期间与使第2开关单元Q12处于接通状态的期间重叠即可。关于第10实施方式，也是同样的。

根据上述实施例描述了本发明，但应该理解本发明并不限定于该实施例和结构。本发明包含各种变形例和等同范围内的变形。此外，各种组合、方式以及在这些组合、方式中加入一个要素、更多或更少后的其他组合、方式也包含在本发明的范畴、思想范围内。