电力变换装置的制作方法

本发明涉及驱动感应电动机的电力变换装置。

背景技术：

在铁道车辆的领域，作为驱动车辆的电动机，一般使用感应电动机。在铁道车辆中，在编组内搭载多个电动机，即使车辆整体以相同速度行驶，也由于车轮旋转半径的差异而使得这些电动机的旋转速度并不一定相同。在使用同步电动机的情况下，由于需要使转子的旋转频率和电力变换装置的驱动频率同步，因此每个电动机中分别需要电力变换装置。另一方面，在使用感应电动机的情况下，由于对应于驱动频率与转子的旋转速度之差而产生转矩，因此能在转矩误差的允许范围内允许电动机的旋转速度差。为此，在铁道车辆的领域中，一般采用以1台电力变换装置驱动多台感应电动机的方式，能以低成本来构建系统。

一般产业用途中所使用的电动机多以固定的旋转速度连续运转，但在铁道车辆中，在从停车状态起动电力变换装置并加速后，停止电力变换装置的动作而移转到以惯性行进的状态，之后，再起动电力变换装置进行减速或再加速等，如这样频繁地重复车辆的加减速以及电力变换装置的起动、停止。在使用感应电动机的情况下，即使停止电力变换装置而阻断一次电流，在感应电动机内部也会暂时继续流过电流。该电流由电动机内部的电阻消耗，逐渐衰减，但在直到消失为止的期间，因流过内部的电流而继续产生磁通量。这时，若残留的磁通量保持较大不变地即电动机内部残留的磁能保持较大不变地再起动电力变换装置，则有时会流过过大的电流。这时，会存在使电力变换装置遭到破坏的情况、产生过大的转矩而使乘坐体验变差的情况。

该残留磁通量所引起的再起动时的问题过去以来就是已知的，作为该问题的对策，已知专利文献1以及2所记载的技术。在专利文献1记载的技术中，通过使电力变换装置停止前成为输出电压零，从而使感应电动机的一次侧短路，将电动机内部的残留磁能引出到一次侧。在专利文献2记载的技术中，在使电力变换装置停止前控制励磁电流来使电动机内部的磁通量衰减，从而使电动机内部的残留磁能充分降低。

专利文献

专利文献1：JP特开2013-207954号公报

专利文献2：JP特开2008-113501号公报

在专利文献1记载的技术中，通过在电力变换装置停止前以输出电压零的状态进行动作，从而使感应电动机的一次侧短路来将电动机内部的残留磁能引出到一次侧，这时，若残留磁能较大，则流向一次侧的电流也变大，从而存在会产生过大的转矩的情况。

在专利文献2记载的技术中，为了在电力变换装置停止前使电动机内部的磁通量衰减而对励磁电流进行控制，由此充分降低电动机内部的残留磁能。这时，不设置磁通量传感器，是无传感器的情况，但由于使用根据电动机常数等估计出的值，因此在常数因电动机的温度变动而发生了变化的情况下，估计误差变大，从而有时无法使磁通量得到充分衰减。

根据以上，本发明的课题是以下3点。

(1)下次起动时不产生过大的电流和转矩；

(2)当在电力变换装置停止前使磁通量充分衰减时，不产生过大的电流和转矩；

(3)不需要磁传感器，即使发生了电动机的温度变动或常数变化也能充分衰减磁通量。

技术实现要素：

为了解决上述课题，本发明所涉及的电力变换装置的控制装置的特征在于，具有：电压运算部，其基于电流指令来生成驱动感应电动机的电压指令；和PWM运算部，其基于所述电压指令来输出电力变换电路的选通脉冲信号，该控制装置在从励磁电流指令以及转矩电流指令的下降起直至达到零为止的阻断时，将在励磁电流指令上加上对应于励磁电流指令的时间变化量而算出的励磁电流指令补正量后求得的阻断时励磁电流指令、在励磁电流指令上乘以增益后得到的阻断时磁通量指令以及转矩电流指令作为针对电压运算部的电流指令。

发明效果

根据本发明，能在使电动机的动作停止时使磁通量充分衰减，能防止在下次起动时产生过大的电流和转矩。另外，在电力变换装置停止前使磁通量衰减时，不会产生过大的电流和转矩。进而，不需要磁传感器，即使发生了电动机的温度变动或常数变化，也能使磁通量充分衰减。

附图说明

图1是表示本发明所涉及的电力变换装置的实施例的构成的图。

图2是表示控制装置内的电压运算部的详细情况的图。

图3是表示本发明所涉及的电力变换装置的各指令的动作波形的图。

图4是表示电力变换器(一相份)的接通断开动作的详细情况的图。

图5是表示现有技术中的一相份(U相)的电压/电流指令的动作波形的图。

图6是表示控制装置内的电压运算部中的一相份(U相)的电压/电流指令的动作波形的图。

图7是表示现有技术中的指令以及状态量的动作波形的图。

图8是表示本发明所涉及的电力变换装置的指令以及状态量的动作波形的图。

图9是对现有技术和本发明中的残留磁通量的大小与速度的关系进行比较的图。

图10是对现有技术和本发明中的残留磁通量的大小与温度的关系进行比较的图。

标号说明

1 平滑化电容器

2 直流电压传感器

3 电力变换器

6 交流电流传感器

7 感应电动机

14 控制装置

15 微分器

16 第一增益

17 加法器

18 第二增益

19 低通滤波器

20 第一选择开关

21 第二选择开关

22 旋转坐标变换部

23 速度估计部

24 电压运算部

25 PWM运算部

26 电压矢量运算部

27 第一静止坐标变换部

28 第二静止坐标变换部

29 电压补正部

30、31、32 加法器

Ecf 平滑化电容器电压

Gpu1 U相上臂选通脉冲指令

Gpu2 U相下臂选通脉冲指令

Gpv1 V相上臂选通脉冲指令

Gpv2 V相下臂选通脉冲指令

Gpw1 W相上臂选通脉冲指令

Gpw2 W相下臂选通脉冲指令

Id* d轴电流指令

Id** d轴电流指令(补正后)

Iq* q轴电流指令

iu U相电流检测值

iv V相电流检测值

iw W相电流检测值

Lm 励磁电感

T2 二次时间常数

Phid* d轴磁通量指令

Phid d轴磁通量

Fr 转子频率估计值

Vd* d轴电压指令

Vq* q轴电压指令

Vu* U相电压指令

ΔVu U相电压补正量

Vu** U相电压指令(补正后)

Vv* V相电压指令

ΔVv V相电压补正量

Vv** V相电压指令(补正后)

Vw* W相电压指令

ΔVw W相电压补正量

Vw** W相电压指令(补正后)

具体实施方式

以下，作为本发明的实施方式，参考附图来特别说明适于铁道车辆领域的电力变换装置的实施例。当然，本发明所涉及的电力变换装置并不限定于铁道车辆的用途，还能运用在一般产业用途中，这点不言自明。

实施例

图1是表示本发明所涉及的电力变换装置的实施例的构成的图。

本发明所涉及的电力变换装置由以下要素构成：平滑化电容器1，其将从外部的直流电源提供的直流电压平滑化；直流电压传感器2，其检测平滑化电容器1的直流电压Ecf；电力变换器3，其与平滑化电容器1并联连接，将平滑化电容器1的直流电压变换成交流电压；感应电动机7，其通过电力变换器3所提供的交流电压而被驱动；交流电流传感器6，其检测电力变换器3所输出的交流电流iu、iv以及iw；和控制装置14，其将直流电压传感器2的输出以及交流电流传感器6的输出作为输入信号，输出驱动电力变换器3的选通脉冲Gpu1以及2、Gpv1以及2和Gpw1以及2。

控制装置14由如下要素构成：微分器15，其求取从外部给出的d轴电流指令Id*的时间微分值；第一增益16，其在微分器15的输出上乘以常数K；加法器17，其将d轴电流指令Id*和第一增益16的输出相加；第二增益18，其在d轴电流指令Id*上乘以常数(在此是励磁电感Lm)；低通滤波器19，其对第二增益18的输出实施一次延迟处理；第一选择开关20，其在稳定时选择d轴电流指令Id*，在阻断时选择加法器17的输出；第二选择开关21，其在稳定时选择低通滤波器19的输出，在阻断时选择第二增益18的输出；旋转坐标变换部22，其以交流电流传感器6检测到的交流电流iu、iv以及iw作为输入信号，变换成d轴电流Id以及q轴电流Iq；速度估计部23，其将旋转坐标变换部22的输出Id以及Iq作为输入信号来估计感应电动机7的转子旋转频率(即旋转速度)；电压运算部24，其将第一选择开关20的输出Id**(补正后的d轴电流指令)、第二选择开关21的输出Phid*(d轴磁通量指令)、从外部给出的q轴电流指令Iq*以及速度估计部23的输出Fr(转子频率估计值)作为输入信号，输出交流电压指令Vu**、Vv**以及Vw**；和PWM运算部25，其将电压运算部24的输出Vu**、Vv**、Vw**以及直流电压传感器2检测到的直流电压Ecf作为输入信号，输出驱动电力变换器3的选通脉冲Gpu1以及2、Gpv1以及2和Gpw1以及2。另外，关于稳定时以及阻断时，在后面讲述。

图2是表示图1的控制装置14所具备的电压运算部24的详细情况的图。

电压运算部24由如下要素构成：电压矢量运算部26，其将补正后的d轴电流指令Id**、d轴磁通量指令Phid*、q轴电流指令Iq*以及转子频率估计值Fr作为输入信号，输出d轴电压指令Vd*以及q轴电压指令Vq*；第一静止坐标变换部27，其将电压矢量运算部26的输出Vd*以及Vq*作为输入信号，输出三相交流电压指令Vu*、Vv*以及Vw*；第二静止坐标变换部28，其将d轴电流指令Id**以及q轴电流指令Iq*作为输入信号，输出三相交流电流指令Iu*、Iv*以及Iw*；电压补正部29，其将第二静止坐标变换部28的输出Iu*、Iv*以及Iw*作为输入信号，输出三相交流电压补正量ΔVu、ΔVv以及ΔVw；和加法器30、31以及32，其求取第一静止坐标变换部27的输出Vu*、Vv*以及Vw*与电压补正部29的输出ΔVu、ΔVv以及ΔVw之和。将相当于电压运算部24的输出的加法器30、31以及32的输出依次设为补正后的交流电压指令Vu**、Vv**以及Vw**。

图3是表示本发明所涉及的电力变换装置的各指令的动作波形的图。

所谓稳定时，是指从d轴电流指令Id*以及q轴电流指令Iq*的上升时(起动时)起直至成为固定值的稳定状态为止。关于稳定时的指令，成为在图1的控制装置14中第一选择开关20以及第二选择开关21都为“(稳定时)”的情况。补正后的d轴电流指令Id**成为与d轴电流指令Id*相同的值。d轴磁通量指令Phid*是对d轴电流指令Id*乘以励磁电感Lm并实施二次时间常数T2的一次延迟处理后得到的指令。

所谓阻断时，是指从d轴电流指令Id*以及q轴电流指令Iq*的下降时起直至达到零为止。为了抑制阻断时产生的转矩冲击(torque shock)，减小电流的时间变化即可。即，为了花费尽可能长的时间使电流指令衰减，而花费相同时间使d轴电流指令Id*以及q轴电流指令Iq*降低到零。

关于阻断时的指令，成为在图1的控制装置14中第一选择开关20以及第二选择开关21都为“(阻断时)”的情况。d轴磁通量指令Phid*成为在d轴电流指令Id*上仅乘以励磁电感Lm而得到的值。补正后的d轴电流指令Id**成为将在d轴电流指令Id*的时间变化量(d/dt)上乘以感应电动机的二次时间常数K后得到的结果与d轴电流指令Id*相加而得到的值。由此，在阻断时，由于使d轴电流指令Id*均匀地降低，即，时间变化量以负值成为固定，因此，补正后的d轴电流指令Id**成为使d轴电流指令Id*向负侧平行移动的形态。

接下来说明现有技术中的阻断时的问题点。

图7是表示现有技术之一的专利文献1记载的技术中的指令以及状态量的动作波形的图。

在图7中，在阻断时，使d轴电流指令Id*均匀地降低，使d轴磁通量指令Phid*也大致同样地降低。在专利文献1记载的技术中，相对于d轴电流指令Id*，d轴磁通量指令Phid*实施基于感应电动机的一次时间常数的一次延迟处理，但感应电动机的一次时间常数是二次时间常数的几十分之一程度的大小，若以图7的时间刻度来看，小到能无视的程度。

在专利文献1记载的技术的情况下，在速度高的区域，d轴电流Id成为使d轴电流指令Id*向负侧平行移动的形态，能使实际的d轴磁通量Phid遵循d轴磁通量指令Phid*均匀地衰减(图7的Phid的虚线部分)。然而，在速度低的区域，d轴电流Id在阻断的中途贴于零处(落到零处不流动)，之后也不向负侧流动。其结果是，不能使d轴磁通量Phid充分衰减(图7的Phid的粗线部分)。

在此，使用附图来说明专利文献1记载的技术不能在速度低的区域充分降低残留磁通量的理由。

图4是表示电力变换器3的一相份的接通断开动作的详细情况的图，是利用一般的开关元件的两电平三相逆变器的一相份。将2个开关元件串联地排列，构成上臂的开关元件(以下称作“上臂元件”)将负载侧与电源电压的正极电位连接。构成下臂的开关元件(以下称作“下臂元件”)将负载侧与电源电压的负极电位连接。在图4中，将IGBT和与其逆并联连接的二极管组合起来视作1个开关元件。

若上/下两臂元件同时成为接通，则由于开关元件的内部阻抗极小，因此在上/下两臂元件中流过大的电流而引起元件破坏(称作“臂短路故障”)。因此，需要管理开关的定时，使得上/下两臂元件不会同时接通。为此，作为电路的导通状态，有以下3种。

(1)上臂元件：接通，下臂元件：断开

(2)上臂元件：断开，下臂元件：接通

(3)上/下两臂元件：断开

根据上述情况和电流极性有正/负2种，按照它们的组合，如图4所示那样，存在3×2＝6种状态。在此，对于电流极性来说，将从电力变换器流向负载的方向设为正。

(1)当上臂元件接通、下臂元件断开时

当上臂元件接通、下臂元件断开以及电流极性为正时，电流从直流电源的正极侧通过上臂元件的IGBT侧而流向负载侧。电力变换器的负载侧端子的电位V成为直流电源的正极电位E。

当上臂元件接通、下臂元件断开以及电流极性为负时，电流从负载侧通过上臂元件的二极管侧流向直流电源的正极侧。电力变换器的负载侧端子的电位V成为直流电源的正极电位E。

(2)当上臂元件断开、下臂元件接通时

当上臂元件断开、下臂元件接通以及电流极性为正时，电流从直流电源的负极侧通过下臂元件的二极管侧流向负载侧。电力变换器的负载侧端子的电位V成为直流电源的负极电位0。

当上臂元件断开、下臂元件接通以及电流极性为负时，电流从负载侧通过下臂元件的IGBT侧流向直流电源的负极侧。电力变换器的负载侧端子的电位V成为直流电源的负极电位0。

(3)当上/下两臂元件断开时

当上臂元件断开、下臂元件断开以及电流极性为正时，电流从直流电源的负极侧通过下臂元件的二极管侧流向负载侧。电力变换器的负载侧端子的电位V成为直流电源的负极电位0。

当上臂元件断开、下臂元件断开以及电流极性为负时，电流从负载侧通过上臂元件的二极管侧流向直流电源的正极侧。电力变换器的负载侧端子的电位V成为直流电源的正极电位E。

在此，在上/下臂元件的任意一方接通的情况下，不依赖于电流极性地求取电力变换器的负载侧端子的电位V。然而，在上/下臂元件双方都断开的情况下，电力变换器的负载侧端子的电位V依赖于电流的极性。即，在电流极性为正时，由于负载侧端子的电位成为直流电源的负极电位0，因此电流减少，在电流极性为负时，由于负载侧端子的电位成为直流电源的正极电位E，因此电流增加(参考后述的图5的表示Iu的实线波形)。由此，输出电压实质上减少上/下臂元件双方都断开的期间的量，电流的振幅也减少。

图5是表示现有技术中的一相份(U相)的电压/电流指令的动作波形的图。

即使作为U相电压指令Vu*而给出理想的正弦波电压，实际流过的U相电流Iu相比其指令值Iu*，振幅变小了。若开关周期固定且上/下臂元件双方都断开的期间固定，则该现象在输出电压小的低速域明显化。其结果是，如先前所述那样，在图7中，关于d轴电流Id，在阻断的中途，电流振幅减小而贴于零处，之后也不向负侧流动。

本发明设置了避免上述现象用于在电动机停止动作时使磁通量充分衰减的手段。

即，如图2所示那样，本发明的电压运算部24将感应电动机的d轴电流指令Id**、q轴电流指令Iq*、d轴磁通量指令Phid*以及转子频率估计值Fr作为输入信号，将它们和电动机常数相组合来求取三相交流电压指令Vu*、Vv*以及Vw*。

另外，对d轴电流指令Id**以及q轴电流指令Iq*进行坐标变换来求取三相交流电流指令Iu*、Iv*以及Iw*。然后，对应于三相交流电流指令Iu*、Iv*以及Iw*的极性来算出三相交流电压补正量ΔVu、ΔVv以及ΔVw，对三相交流电压指令Vu*、Vv*以及Vw*加上这些三相交流电压补正量ΔVu、ΔVv以及ΔVw。

作为一例，示出U相中的电压补正量ΔVu的算出式。

当Iu*＞0时，ΔVu＝Ecf×Δt/Tc

当Iu*＜0时，ΔVu＝-Ecf×Δt/Tc

在此，Ecf是直流电源电压，Δt是上/下臂元件双方都断开的期间，Tc是开关周期。

如上述那样，通过将电压补正量ΔVu与交流电压指令Vu*相加，能消除上述现象(实际流过的U相电流Iu相比其指令值Iu*，振幅变小了)(关于剩下的V相以及W相也同样)。

图6是表示控制装置14内的电压运算部24中的一相份(U相)的电压/电流指令的动作波形的图。

U相电压指令Vu**(图6的实线)成为如下形态：相对于原始的电压指令Vu*(图6的虚线)，在Iu*＞0的区域向正侧平行移动ΔVu，在Iu*＜0的区域向负侧平行移动ΔVu。其结果是，实际的U相电流Iu如指令值Iu*那样流过。

进而，本发明针对另一个课题(电动机的温度变动所引起的常数变化)也谋求解决。一般，感应电动机的电阻值根据温度而变动，特别在铁道车辆领域，处于能够从最低温度下零下20℃左右变动到最高温度下绝缘体的绝缘温度180℃左右的环境下。金属导体的电阻值由于视作与绝对温度大致成正比，因此最低温度下的电阻值相对于最高温度下的电阻值减少到约60％。感应电动机的残留磁能由于被感应电动机本身的电阻消耗，因此电阻值变小的低温时，残留磁通量变大。为了正确掌握感应电动机的内部状态，还考虑追加温度传感器或磁传感器的手段，但这样的传感器的追加不仅关系到成本提高，还需要高耐电压，另外，在施加振动或冲击的领域，从可靠性确保方面出发，也很难使用它们。

作为用于解决这样的课题的对策，在本发明中采用以下的手段。

作为图1的第一增益16的常数K，给出感应电动机的二次时间常数。然而，如先前所述的那样，由于二次时间常数根据感应电动机的温度而变动，因此采用哪个温度时的值成为问题。对此，采用感应电动机的动作范围内的最低温度时的值即可。实际上，由于在感应电动机的温度为最低温度的情况下，第一增益16的常数K与二次时间常数一致，因此没有问题。另一方面，使用图8来说明即使在感应电动机的温度高于最低温度的情况下也没有问题。

图8是表示本发明所涉及的电力变换装置的指令以及状态量的动作波形的图。

在图8中，感应电动机的温度为额定温度，但作为第一增益16的常数K给出的二次时间常数应用了感应电动机的最低温度时的值。其结果是，第一增益16的常数K成为过增益(overgain)，会使d轴电流Id超过需要地流向负侧(图8的Id的粗线部分)。另外，d轴磁通量Phid也越过零而偏向负侧(图8的Phid的粗线部分)，不能使残留磁通量完全成为零。然而，由于若感应电动机的温度高，则电阻值就大，因此即使留有残留磁通量，也能期待快速自然衰减下去的效果。

图9是对现有技术和本发明中的残留磁通量的大小与速度的关系进行比较的图。在现有技术的情况下，在某速度以上，残留磁通量能降低到大致零，但若成为某速度以下，则残留磁通量就急剧增加。这是因为，如前述那样，在低速度区域中输出电压较小。另一方面，在本发明的情况下，虽然未避免若成为某速度以下则残留磁通量就增加的现象本身，但相比于现有技术，能使残留磁通量的大小大幅降低。

图10是对现有技术和本发明中的残留磁通量的大小与温度的关系进行比较的图。在现有技术的情况下，随着感应电动机的温度下降，残留磁通量的大小急剧增加。另一方面，在本发明的情况下，虽然未避免随着温度下降而残留磁通量的大小增加的现象本身，但相比于现有技术，能使残留磁通量的大小大幅降低。另外，在温度高的区域，虽然相比于现有技术，也有残留磁通量稍增加的情况，但该增加量微小，不会存在会带来影响这样的问题。