用于确定LC电路的谐振频率的装置和方法与流程

本发明涉及用于确定lc电路的谐振频率的装置和方法，更具体地涉及用于通过比较电压和电流极性变化来就地确定lc电路的谐振频率的装置和方法。

背景技术：

如本文所使用的那样，“lc电路”是由被连接在一起的电感器（由字母l所表示）和电容器（由字母c所表示）组成的电路。这样的电路也称为谐振电路、储能电路或调谐电路。它们被称为“电抗”电路，因为lc电路的电感和电容两者都具有非电阻性阻抗，其随着施加于lc电路的信号的频率而变化。

lc电路可以被用于生成处于特定频率的信号或者从更复杂的信号拾起处于特定频率的信号。它们是许多电子设备（特别是无线电装备）中的关键组件，并且一般地发现于振荡器、滤波器、调谐器和信号混合器中。它们也用于电子点火系统中。

lc电路在感抗和容抗具有相等量值且相互抵消所在的频率处“谐振”。lc电路的谐振频率被表达为ωo=，其中l是并且c是电容和法拉。

因为感抗和容抗在lc电路的谐振频率处相互抵消，所以确定lc电路谐振的特定频率常常是必要的。然而，确定谐振频率然而可能是困难的，因为实际电感和实际电容将由于电感器和电容器被构造的方式中的变化而在设备之间改变。用于准确地确定lc电路的谐振频率的装置和方法比起现有技术来将是改善。

附图说明

图1是用于确定包括与电容器串联的电感器的lc电路的实际谐振频率的设备的图；

图2a描绘施加于电感器的电压，其被认为“超前”流动通过lc电路的电流；

图2b描绘施加于电感器的电压，其被认为“滞后”流动通过lc电路的电流；

图2c描绘施加于电感器的电压，其与流动通过lc电路的电流同相；

图3描绘确定lc电路的谐振频率的方法；

图4a和4b描绘控制电压的时序图，其通过控制栅极控制电压相对于彼此的相位来确定晶体管导通和断开时间的占空度；以及

图4c描绘控制电压的时序图，其通过控制栅极控制电压的占空度来确定晶体管导通和断开时间的占空度。

具体实施方式

图1描绘用于主动地确定lc电路的谐振频率的设备100的优选实施例，所述lc电路被体现为串联连接到电容的电感器。设备100包括被连接到被连接而形成h桥电路105的四个场效应晶体管（fet）的电池102。h桥电路105的作用本质上就像电子双刀双掷开关104一样。

在图1中，被计算机122控制的四个晶体管q1-q4被成对地接通和关断，以控制电流通过变压器114的初级绕组116的来回流动。通过初级绕组116的电流因此来回交替，这当然在次级绕组136中感生交变电流。

两个fet（即，q1和q3）的漏极107两者都被连接到电池102，所述电池102通常是车辆的十二伏蓄电池，但是也可以是实际上任何电压的任何d.c.源。相同的两个fet（q1和q3）源极109在两个连接点或节点（命名为“中央节点”，在图1中由参考数字106和108来标识）处被连接到fetq2和q4的相应漏极111、113。q1和q2因此被认为被相互串联，如q2和q4一样。串联连接q1和q1晶体管也被认为被“并联”到串联连接的q3和q4晶体管。升压变压器114的初级绕组116的第一和第二相对末端110、112被连接到中央节点106和108，即q1与q2之间的节点106和q3与q4之间的节点108。

成对晶体管q1和q4被计算机122控制以一起（即同时地）传导电流，并且被经由提供给那两个晶体管的栅极118、134的第一控制信号（优选地，脉冲）同时地“接通”。可以在存储在用常规总线123耦合到计算机122的非暂时存储器设备126内部的可执行程序指令124的控制下改变由计算机122提供给晶体管的栅极118、134两者的控制信号脉冲的持续时间。

当q1和q4被计算机122“接通”时，由计算机122向第二对晶体管q2和q3的栅极130、120提供互补控制信号（即具有与提供给q2和q3的那个相反的极性的控制信号）以便将它们关断。第一对晶体管q1/q4因此当第二对晶体管q2/q3“断开”时“导通”，并且反之亦然。

q2和q3在本文中被认为分别被提供给晶体管q2和q3的栅极130和120的第二个且不同的信号接通和关断以便同时地将q2和q3接通和关断。

当q1和q4“导通”且q2和q3“断开”时，来自电池102的电压被施加于初级绕组116的第一末端110，这致使来自电池102的电流流动通过q1而通过q4至地。当q1和q4“断开”q2和q3被“接通”时，电池电压被从初级绕组116的第一末端110除去，并且相同的电池电压施加到初级绕组116的相对第二末端112，从而致使电流从电池102流动通过q3而通过q2至地。开关104（即包括h桥的四个晶体管）因此被“配置”成交替地将电池102或某个其它电压源连接到初级绕组116的第一末端110，允许电流从电压源或电池102在第一方向上流动通过初级绕组116。在预确定的时间已消逝之后，晶体管q1和q4被关掉且晶体管q2和q3被接通，从而致使电池102被与第一末端110切断，并且被重新连接到初级绕组116的第二末端112，这致使电流在相反的第二方向上流动通过初级绕组116。电池102因此向初级绕组116提供电流，该电流的方向随着晶体管的开关频率而交替。

交替地且周期性地将两对晶体管q1/q4和q2/q3接通和关断向初级绕组116的相对末端110、112施加由电池102提供的方波电压。交替地将电池102连接到初级绕组116的第一末端110并且短时间以后将电池连接到初级绕组116的第二末端112致使来自电池102的电流周期性地通过变压器的初级绕组116来回流动。借助于绕组116、136之间的电感耦合，流动通过初级绕组116的交变电流（a.c.）i在被耦合到一个或多个电抗电路的次级绕组136中感生相应的交变电流（a.c.）i，所述电抗电路的四个不同拓扑在图1中被示出并由参考数字140a-140d来标识。

被与初级绕组116和两个电压钳位二极管182、184串联接线的可选电感器180将电压尖峰分路（shunt）至电池102或参考电位152，并且使通过初级绕组116的电流能够平滑地增加和减小。电感器180和二极管182、184因此提供“软启动”。

现在参考变压器114的次级绕组136和被连接到它的电路，在图1中，次级绕组136的第一末端137被连接到电抗电路140a，其被与电流传感器141串联连接。在变压器114的次级绕组136中感生的交变电流i因此将流动通过电抗电路140a。该电流在次级绕组136中感生，并且当交变电流i的频率碰巧是电感器142a和电容144a的谐振频率时，将仅被与每个电导体相关联的电阻性或欧姆的损耗（电阻）146a阻止（impede）。图1示出四个不同的电抗电路拓扑140。取决于电抗电路140a-140d的特定应用，电容144a可以具有与电容并联的小值的、与频率有关的电阻147a。在本文中所描述的电路可以被用来确定在图1中示出并由参考数字140a-140d标识的各种不同电抗电路拓扑的谐振频率。那些电路拓扑表示电抗电路，所述电抗电路可以包括荧光灯、一般用于音频和无线电通信装备中的振荡器以及使气载颗粒电离的房间空气过滤器。

本领域的普通技术人员将认识到，出于各种原因，在电抗电路的谐振频率下驱动它可能是重要的。通过以下来实现确定电抗电路140a的谐振频率：调整开关104将电池102连接到变压器114的初级绕组116所用的频率或速率直至加在初级绕组116上的a.c.电压与流动通过电抗电路140的电流i完全同相。

确定何时施加于初级绕组110的电压以及流动通过次级绕组136和电抗电路140的电流且同相是通过测量它们（即，初级电压和次级电流）中的每一个何时将极性从负改变为正或“过零”然后确定那两个事件（如果有的话）之间所消逝的时间来实现的。另一种方式而言，当施加于初级绕组116的第一末端110的电压精确地在流动通过次级绕组136和被连接到次级绕组136的电抗电路140a的电流i“过零”的同时也“过零”或从零过渡至正值时，初级绕组电压和次级绕组电流与彼此“同相”。那两个信号同相所在的频率是电抗电路140a的谐振频率。

如本文所使用的“比较器”指代具有两个输入的放大器，所述两个输入通常标记为正和负，通常具有非常高的输入阻抗。这样的放大器通常具有非常高的增益，并且产生输出信号，所述输出信号为正和负输入信号的经放大的差。针对除最小的差之外的所有，输出将是vmax或vmin，其是放大器可以在其输出上产生的最大正电压和最大负电压。比较器因此可以用来确定输入信号在逻辑上是在参考电压以上还是以下。

在图1中，第一电压比较器150的一输入被耦合到q1与q2之间的中央节点106，其也被耦合到初级绕组116的第一输入端子110。第一比较器150因此将初级绕组电压与地或其它参考电位152比较，并且当初级绕组116的第一末端110处的电压大于零时向处理器122输出信号154。来自比较器150的这样的信号154因此指示初级绕组116的第一末端110上的电压的极性何时已从为负或零改变为正值。因此可以将从第一电压比较器150输出的信号认为是初级电压极性信号。由于变压器114将初级绕组116电感耦合到次级绕组136，所以从第一比较器150输出的信号还指示跨电抗电路140的电压的极性何时从负或零改变为正值。

第二比较器156接收从与电抗电路140a串联的电流至电压转换器160（通常被体现为小值电阻器）输出的电压158。被从电流至电流转换器160提供给第二比较器156的电压158因此将具有与流动通过次级绕组136和电抗电路140的负载电流i相同的频率和相位并因此表示或“对应于”该负载电流i。

第二比较器156将表示通过电抗电路140a的电流i的电压与地或其它参考电位152比较。当表示通过电抗电路140的电流i的电压158的极性改变其极性时，第二比较器156将电压162作为vi输出到处理器122。作为第二比较器156的输出的信号指示流动通过次级绕组的电流的方向或极性，并且因此可以认为是电流极性信号。

存储在存储器设备126中的程序指令124致使处理器122测量处理器22从两个比较器150和156的信号的接收之间的时间。如果在来自比较器150、156的两个信号的发生之间存在时间差，则初级绕组110上的电压（以及跨电抗电路140a的电压）和流动通过次级绕组136和电抗电路140的电流i相对于彼此是异相的；晶体管q1-q4正切换跨初级绕组110的电池电压所用的频率或速率因此不在电抗电路140的谐振频率处。因此可以向上或向下调整切换频率，以便使施加的电压的相位与流动通过次级绕组136和电抗电路140a的电流对准。

电气领域的普通技术人员知道当流动通过电抗电路的电流跟随或“滞后”施加的驱动电压时，施加的驱动信号的频率大于电抗电路的谐振频率。相反地，当电流在施加的驱动电压之前流动通过电抗电路时，电流由于施加的驱动频率在谐振频率以下的事实而被认为领先或“超前”电压。当施加于电抗电路的电压在电流增加的同时增加时，电路的电感的无功阻抗（reactiveimpedance）和电路的电容的无功阻抗是相同的，有效地相互抵消，这在驱动信号的频率等于电抗电路的谐振频率时发生。

如本文所使用的，“实时”指代在其期间发生某事的实际时间。

在图1中，存储在存储器设备126中的程序指令124致使处理器122实时地接收并确定从第一电压比较器150输出的信号154相对于来自第二电压比较器156的第二信号162的到达时间的到达时间。通过记录来自比较器的信号何时到达，处理器122确定初级绕组上的电压是在即通过次级绕组的电流改变其极性之前还是之后改变它的极性，即电流被确定为超前、滞后初级绕组电压或与之同相。

通过实时地测量从比较器150.156输出的信号的发生时间，处理器122实时地确定初级绕组110上的电压是在通过电抗电路140的电流i改变其状态或极性之前还是之后改变其状态或极性。处理器122因此实时地确定初级绕组110上的电压超前、滞后通过电抗电路140（例如荧光管）的电流还是与之同相，并且如果必要的话，则实时地调整（即改变）q1-q4的开关频率直至比较器的输出同时地或本质上同时地改变状态。

使用本文所述的方法和装置，可以由处理器实时地就地确定电抗电路140中的实际组件的谐振频率。处理器确定的谐振频率可以被处理器122作为输出信号fresonant提供给其它设备，诸如确定提供给初级绕组114的电压的量值以便控制从射频发射机的末级放大器输出的信号的强度的设备。

如本文所使用的，就地确定电抗电路的谐振频率被认为是在电抗电路组件在电路中就位的同时（即，在电抗电路的组件作为较大系统的一部分而不是单独地与其它电路和/或设备连接时）确定电抗电路（诸如，串联连接的电感器和电容器）的谐振频率。

图2a、2b和2c图示来自比较器的信号如何被用来确定初级绕组电压与次级绕组电流之间的相位差（如果有的话）。

在图2a中，通过交替地且周期性地以优选地接近于但是不见得等于电抗电路140的谐振频率ωo的速率可控地将晶体管q1/q4和q2/q3接通和关断而向变压器114的初级绕组116施加方波电压信号202。方波脉冲在本文中被认为是驱动信号或vin。

当驱动信号202或vin在时间t1处穿过x轴（即变得大于“零”伏203）且因此变得相对于参考电位152为正时，如由第二方波波形204所表示的第一比较器150的输出在短时间以后变成高或逻辑一。

如图1中所示出那样，如由第二波形204所表示的第一比较器150的输出154被提供给处理器122，其向处理器122指示或用信号通知初级绕组110上的驱动电压的极性改变了它的状态。第一比较器150的输出信号154当然将保持高，直至驱动信号202在稍后的时间t2处变成零伏203或零伏203以下，t1与t2之间的时间是初级绕组114被驱动所用的频率的周期的一半。

在图2a中，第二信号206（其是正弦的）表示流动通过次级绕组136以及被附着到次级绕组的电抗电路140的电流i。描绘电流波形206以示出电流206在时间上在电压波202之后或稍后流动并因此跟随或“滞后”电压波202达相角фlag。流动通过次级绕组136和电抗电路140的电流i的极性在t3处穿过水平轴或x轴，即变成在零伏203以上或改变其极性。第四波形208表示被提供给处理器122的第二比较器156的输出。其在电流i的极性穿过零或变成正时变为高或真。t1与t3之间的时间差是施加于初级绕组的电压vin与流动通过电抗电路140的电流i之间的时间延迟。图2a因此图示“超前”电流信号206达与t1和t3之间的时间相等的时间的电压驱动信号202。

可以通过计算t1与t3之间所消逝的时间并将该时间差它除以驱动信号的频率或周期的时间t来确定电压驱动信号202与电流206之间的相角差фlag。

图2b图示处于电抗负载电路140的谐振频率以下的频率的同一方波驱动信号202。驱动信号202的极性在时间t1处改变，该时间t1在流动通过电抗负载电路140的电流改变其极性（即，穿过x轴或零伏参考203）的时间t3“之后”或比该时间t3晚。第一电压比较器150的输出154因此在第二电压比较器156的输出162之后变成高或改变状态。在图2b中，驱动电压vin被认为跟随或“滞后”流动通过次级绕组136和电抗电路140的电流i。另一种方式而言，负载电流i被认为是“超前”驱动电压vin达相角фlead。

现在参考图2c，驱动电压202和负载电流i206与彼此“同相”。它们之间的角度ф是零。当q1/q4和q2/q3向初级绕组110施加电池电压所用的频率或速率处于电抗lc电路140的谐振频率时，被认为是“电压极性确定器”的比较器的输出将在相同t3处改变状态。

在本优选实施例中，处理器122和存储在存储器设备126中的程序指令124通过测量初级绕组上的电压改变其极性的时候相对于通过电抗电路140的电流改变其极性的时间之间的时间来确定相角差。取决于那些时间差，处理器122增加、减小或保持晶体管q1/q4和q2/q3打开和闭合所用的速率。处理器122因此向各种晶体管q1-q4发送控制信号，致使它们改变它们将电池102连接到初级绕组所用的速率或频率，从而有效地改变变压器114的初级绕组110被驱动所用的频率。

图3描绘用于通过可控地改变被用来驱动这样的电路的频率直至施加于电路的电压和通过所述电路的电流同相来确定电抗电路（通常是lc电路）的谐振频率的方法300的步骤。在第一步骤301处，驱动电压频率被选择以及向晶体管的栅极施加的脉冲，所述晶体管向变压器（诸如图1中所示出的那个）的初级绕组施加电池电压。

在步骤304和306中，优选地使用被体现为模拟电压比较器的极性确定器来确定初级绕组110上的电压和流动通过被连接到变压器的次级绕组136的电抗电路140的电流i的“过零”。

在步骤308中，由处理器122将如由比较器150、156确定的过零发生的相对时间相互比较。如果在步骤308处初级绕组114上的电压和通过次级绕组136的电流相对于彼此同相，在这种情况下比较器150、156的输出将同时地或基本上同时地变为真或高，则施加于初级绕组116的驱动电压的频率等于或基本上等于被连接到次级绕组136的电抗设备的谐振频率。晶体管因此可以被以特定频率“驱动”或者接通和关断。

如果在步骤308处，过零不是同时的，则通过次级绕组的电流和初级绕组上的电压不是同相的。方法300因此从步骤308进行到310，在那里，做出如下确定：通过次级绕组136的电流是滞后还是超前如由第一比较器150在第一节点106处测量的初级绕组116上的电压。

如果通过次级绕组的电流落后初级绕组上的电压，则在步骤312处递增地增加驱动频率。然后重复步骤302、304、306和308直至电流和电压同相。如果另一方面通过次级绕组的电流超前初级绕组上的电压，则降低施加于晶体管栅极的驱动信号的频率。然后重复步骤302、304、306和308直至电流和电压同相。

本领域的普通技术人员应认识到，通过使用本文所描述的装置和方法，可以通过测量电压和电流的极性改变并测量那些极性改变之间的时间来就地实时地精确地确定任何电抗电路的谐振频率。在本优选实施例中，处理器122、其存储器126（在其中存储了指令124）包括相角确定器，其能够确定电压和电流之间的正和负相角差两者并调整晶体管q-q4被接通和关断所用的频率直至该电压和电流与彼此同相。

本领域的普通技术人员还应认识到处理器122的功能性可以被分立的模拟和数字设备复制。相角确定器的替选的和等价的实施例使用数字计数器和数字比较器来测量从比较器输出的信号之间的时间以便提供比较器输出信号之间的时间的数字表示。

使用常规数字至模拟转换器或d/a将时间差别的数字表示转换成模拟值，将该常规数字至模拟转换器或d/a的输出提供给受电压控制的振荡器，其被配置成如以上所描述那样向晶体管q1-q4的栅极提供方波控制信号。然而，处理器122使调整被提供给晶体管栅极的脉冲的频率、定相以及持续时间或占空度两者非常容易。

改变被提供给晶体管栅极的脉冲的持续时间或占空度将改变交替地施加于初级绕组116的电压的“占空度”。改变施加于初级绕组110的电压的占空度有效地改变施加于初级绕组110的电压的平均值，这当然将改变在次级绕组136中感生的电压的量值。改变次级绕组电压量值当然也将改变流动通过次级绕组的电流的量值。

如图4a和4b中所示出那样，改变施加于晶体管对q1/q4和q2/q3的栅极的驱动电压相对于彼此的相位将改变由晶体管施加于初级绕组110的电压的占空度，并且改变在次级绕组136处感生（生成）的电压的量值且改变感生的电流的量值。因此可以在软件控制下（即由处理器122）调整施加于栅极端子的驱动电压的相位，以获得跨次级绕组的特定电压或通过次级绕组的电流。

如本文所使用的，术语“占空度”指代晶体管对q1/q4和q2/q3导通的时间和晶体管对断开的时间之间的比。

在图4a中，具有时间周期t1的方波控制信号402被处理器122施加于晶体管q1/q4的栅极118、134。来自处理器102的控制信号402将晶体管q1/q4接通达它们断开的相同时间量。处理器122因此控制晶体管q1/q4，使得其具有百分之五十（50%）导通/断开占空度。

来自处理器122的第二方波控制信号404被施加于晶体管q2/q3的栅极，并且其是施加于晶体管q1/q4的方波控制信号402的补数（complement）或逆（inverse），在q1/q4“断开”时将晶体管q2/q3接通并且达它们q1/q3“导通”相同的时间量。处理器122因此控制晶体管q2/q3，使得它们也具有百分之五十（50%）占空度。栅极控制信号402和404的周期被命名为t1。交替地接通成对晶体管q1/q4和q2/q3有效地生成跨变压器的初级绕组的交变电压。

现在参考图1，本领域的普通技术人员应认识到，当第一对晶体管q1/q4“导通”且第二对晶体管q2/q3“断开”时，由电池102提供的电压被施加于电路100的第一中央节点106，同时第二中央节点108处于参考电位152（通常是地）。当q1/q4导通且q2/q3断开时，t1处的电压v106-108因此等于电池电压。

当第一对晶体管q1/q4“断开”且第二对晶体管q2/q3“导通”时，由电池102提供的电压被施加于电路100的第二中央节点108，同时第一中央节点106处于参考电位152。当q1/q4断开且q2/q3接通时，t1处的电压v106-108因此等于电池电压。

节点106和108被分别地连接到初级绕组116的第一和第二末端。交替地向节点106和108施加电池电压因此感生跨初级绕组116的双极电压，其在图4中被描绘为由参考数字406标识的方波信号。

再次地参考图4a，当t＝t11时，跨初级绕组的电压v106-108是“正”的，因为q1/q4向节点106施加电池电压。v106-108保持为正直至t＝t12，在该时间处v106-108变成“负”，因为q1/q4被关断，q2/q3被接通，这从节点106除去电池电压并替代地向节点108施加电池电压。跨初级绕组的方波电压（即v106-108）具有等于t1的周期。由用参考数字206所标识的正弦信号来表示的通过次级绕组的电流具有用参考数字207标识的量值和等于t1的周期。

在图4b中，在t＝t21处，由处理器122向晶体管q1/q4的栅极施加方波控制信号408，其将q1/q4接通。短时间以后，在t＝t22处，并且在q1/q4被关断之前（即，在q1/q4仍“导通”时），由处理器122向晶体管q2/q3的栅极施加方波信号410。在t＝t22处施加于q1/q3的栅极的控制信号410将q2/q3接通，但是将它们接通还消除节点106和108之间的电压差v106-108。在t＝t22处，v106-108变成零直至q1/q4被关断时的t＝t23，并且在该时间处v106-108变成负的，因为q2/q3仍导通并因此将电池电压连接到节点108。

在图4b中，用参考数字412标识的方波信号描绘跨初级绕组的电压，即v106-108。当q1/q4和q2/q3两者都“导通”（如在t＝t22处所示出那样）时，跨初级绕组116的电压v106-108被降低至零伏并保持在零伏直至q1/q4在t＝t23处被“关断”。

当处理器122在t＝t23处将q1/q4“关断”并使q2/q3“导通”时，跨初级绕组的电压v106-108改变其极性，即v106-108变成负的，然而通过调整施加于q1/q3的控制信号相对于施加于q1/q4的控制信号的相位来缩短如图4b示出的施加于初级绕组116的电压脉冲的持续时间或占空度。另一种方式而言，相对于q2/q3的导通/断开时间改变q1/q4的相位或导通/断开时间改变占空度并且因此改变施加于初级绕组116的电压的平均值。在图4b中，由用参考数字206标识的正弦信号所表示的通过次级绕组的电流具有用参考数字209标识的更小的或降低的量值。通过次级绕组的电流具有等于t1的周期。

现在参考图4c，由处理器122向晶体管q1/q4的栅极施加具有相同周期t1的方波控制信号414。虽然控制信号414具有相同周期t1，但在图4c中描绘的控制信号414的“导通”时间比其“断开”时间少得多。较短占空度控制信号414因此将晶体管q1/q4接通达相对于其断开的时间而言相对短的时间段。

具有相同周期t1并具有相同的缩短占空度的类似控制信号416被施加于晶体管q2/q3的栅极。控制信号416因此将q2/q3接通达相对于其断开的时间而言相对短的时间段。

在图4c中，用参考数字418标识的方波信号描绘跨初级绕组的电压，即v106-108。当q1/q4“导通”（如在t＝t31与t＝t32之间所示出的那样）时，跨初级绕组的电压v106-108是正的，直至q1/q4在t＝t32处被“关断”，这从初级绕组除去电池电压。

在t＝t33处，q1/q4“断开”且q2/q3“接通”。跨初级绕组116的电压v106-108的占空度因此由施加于晶体管q1/q4和q2/q3的栅极的控制电压的占空度确定或控制。在图4c中，由用参考数字206标识的正弦信号所表示的通过次级绕组的电流具有相同降低量值的电流，其用参考数字209标识且具有等于t1的周期。

本领域的普通技术人员应领会到，改变提供给初级绕组116的控制信号的占空度或脉冲宽度将改变在变压器114的次级绕组136中感生的电压的量值。被体现为处理器122的相角确定器因此促进改变初级电压的占空度并因此促进改变在电抗设备处感生的电压的量值。在这方面，从电池提供给h桥晶体管的电压还可以被升压或划分以便增加或减小从变压器次级绕组输出的电压。前述描述仅仅出于举例说明的目的。在所附权利要求中阐述本发明的真实范围。