功率转换器及其控制方法与流程

本发明涉及一种功率转换器技术，且尤其涉及一种不需要在二次侧控制电路设置充电泵电路(charge pump circuit)的功率转换器及其控制方法。

背景技术：

功率转换器主要用于将高电压电平且未经调节的输入电压转换成低电压电平且具优良稳定性的输出电压，这种输出电压可以适用各种电子设备。借此，这种功率转换器被广泛地应用在电子设备中，例如计算机、办公室自动化设备、工业控制设备以及通信仪器。

常见的反激式功率转换器(flyback power converter)通常在变压器的一次侧绕组(primary winding)与二次侧绕组(secondary winding)分别设置一个一次侧控制电路(primary-side control circuit)与一个二次侧控制电路(secondary-side control circuit)。一次侧控制电路主要通过脉冲宽度调变信号(pulse-width modulation；PWM)以及由此PWM信号控制的电流开关来控制流过一次侧绕组的电流，以进行功率转换。二次侧控制电路用来检测输出电压情况。当输出电压的数值过高时，例如在轻载(light load)状态下，二次侧控制电路会通知一次侧控制电路以停止切换一次侧绕组的电流开关，借以拉低输出电压。当输出电压不足的时候，一次侧控制电路会再次恢复切换一次侧绕组的电流开关。上述是将输出电压调节在近似一恒常值的操作。在负载状态变得更轻的场合下，将可应用突波模式调节(burst mode regulation)以获得更高的电源使用效率。

然而，二次侧控制电路的工作电压(operating voltage)是由功率转换器的输出电压所提供。因此，在输出电压被一次侧控制电路拉低的场合下，二次侧控制电路可能会因为工作电压过低而无法正常运作。以往的充电泵电路是设置于功率转换器的二次侧控制电路。在输出电压被拉低的场合下，此充电泵电路将会强制提升二次侧控制电路的工作电压，以正常地维持二次侧控制电路的运作。然而，充电泵电路会占去显着的电路空间并增加反激式功率转换器的制造成本。

技术实现要素：

本发明提供一种功率转换器及其控制方法。通过在功率转换器中设计位于二次侧控制电路的锁存电路(latch circuit)，其用以在输出电压被拉低的场合适当地控制反馈信号，便不需要设置用来提升二次侧控制电路工作电压的充电泵电路。

本发明实施例提供一种功率转换器。此功率转换器包含变压器、一次侧控制电路及二次侧控制电路。一次侧控制电路被设置在变压器的一次侧，且控制一次侧绕组的电流开关及其切换。二次侧控制电路被设置在变压器的二次侧。二次侧控制电路包括锁存电路。当故障事件发生时，锁存电路箝位(clamp)反馈信号且维持所述反馈信号的被箝位状态。当所述反馈信号被箝位时，一次侧控制电路停止切换一次侧绕组的电流开关，且当输出电压低于预设的锁存电压值时，锁存电路释放所述反馈信号。

本发明实施例提供一功率转换器的控制方法。此功率转换器包含变压器、一次侧控制电路及二次侧控制电路。此控制方法包含以下步骤：检测是否有故障事件发生；当所述故障事件发生，通过位于二次侧控制电路的锁存电路来箝位反馈信号且维持其被箝位状态；当所述反馈信号被箝位时，通过一次侧控制电路停止切换一次侧绕组的电流开关；以及，当输出电压低于预设的锁存电压值时，通过所述锁存电路释放所述反馈信号。

如前所述，本发明实施例的功率转换器及其控制方法可以在故障事件发生时，通过位于二次侧控制电路的锁存电路来箝位反馈信号并维持其被箝位状态。以及，当功率转换器的输出电压被拉低时，锁存电路可以释放反馈信号使其脱离被箝位状态。如此一来，便不需要设置用以提升二次侧控制电路工作电压的充电泵电路，也能在输出电压被拉低时使反馈信号能够持续地被适当控制。

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图作详细说明如下。

附图说明

图1是依照本发明一实施例的一种功率转换器的示意性方块图。

图2是依照本发明一实施例的一种功率转换器控制方法的流程图。

图3是依照本发明一实施例的一种功率转换器的示意性电路图。

图4是图3中的一次侧控制电路的其中一种电路结构图。

图5是图3与图4中的输出电压、反馈信号、一次侧反馈信号、工作电压、感测信号、故障信号、晶体管控制信号以及保护信号的波形图。

图6是图5中区块510的感测信号与对应的保护信号的波形图。

图7是图5中区块520的感测信号与对应的保护信号的波形图。

附图标号说明：

100：功率转换器；

110：变压器；

120：电流开关；

130：一次侧控制电路；

140：二次侧控制电路；

150：光耦合器；

160：输出电压检测电路；

170：锁存电路；

180：输出电压调节电路；

S210～S280：步骤；

310：分压电路；

320：误差放大器；

330：参考电压；

410：供应电路；

420：反馈信号判断电路；

422、434：比较器；

430：感测信号判断电路；

432：电压检测器；

440：振荡器；

450～460：触发器；

470：与门；

510～520：区块；

N1～N3：N型晶体管；

Na：辅助绕组；

Np：一次侧绕组；

Ns：二次侧绕组；

P1～P2：P型晶体管；

R1～R9、R41～R43：电阻；

S1：比较结果；

Scp：晶体管控制信号；

S_FAULT：故障信号；

S_UVP：保护信号；

Sw：切换信号；

T0～T5：时间点；

Vaux：辅助电压；

V_BST：突波阈值电平值；

Vcs：检测电压；

Vdd：工作电压；

V_FB1～V_FB2：反馈信号；

V_LATCH：锁存电压值；

Vin：输入电压；

Vout：输出电压；

Vr：分压；

VRH：参考电压值；

Vs：感测信号；

Vsx、Vs1～Vs2：感测信号的电压电平；

Vspy：供电电压；

V_UVP1～V_UVP2：保护电压。

具体实施方式

图1是依照本发明一实施例的一个功率转换器100的示意性方块图。请参照图1，功率转换器100主要包含变压器110、一次侧绕组Np的电流开关单元120、一次侧控制电路130以及二次侧控制电路140。功率转换器100还包含光耦合器150以及位在变压器110一次侧的输出电压检测电路160。输出电压检测电路160所产生的感应信号Vs与输出电压Vout相关。变压器110的一次侧绕组Np的共极端(common-polarity terminal)接收输入电压Vin，且变压器110的二次侧绕组Ns产生输出电压Vout。一次侧控制电路130设置于变压器110的一次侧，通过切换信号Sw以控制及切换一次侧绕组Np的电流开关120。

二次侧控制电路140被设置于变压器110的二次侧。二次侧控制电路140主要检测输出电压Vout的数值是否正常，并判断是否有故障事件发生。本实施例中的二次侧控制电路140可包含锁存电路170及输出电压调节电路180。输出电压调节电路180的功能是控制流经光耦合器150中的发光二极管(light emitting diode；LED)的电流。每当输出电压Vout的数值过大时，一次侧控制电路130会停止切换一次侧绕组Np的电流开关120，使得输出电压Vout降低(或称为，调节)到一安全范围。在本实施例中，一次侧控制电路130停止切换一次侧绕组Np的电流开关120指的是，电流开关120的切换完全被停止，或是电流开关120的切换在突波模式中由脉冲宽度调变(PWM)信号以较小的脉冲宽度所控制。

图2是依照本发明一实施例的一种功率转换器100的控制方法的流程图。此控制方法是以图1的功率转换器100实现。请同时参照图1与图2，在步骤S210中，功率转换器100被启动。此实施例中的一次侧控制电路130可控制功率转换器100的功率。在步骤S220中，锁存电路170接收一个故障信号S_FAULT，并通过感测此故障信号S_FAULT来检测是否有故障事件发生。换言之，当故障事件发生时，故障信号便被致能(enabled)。“故障事件”可以是位于变压器110二次侧的其它电路所提供的故障信息。故障信号S_FAULT指示了故障事件的发生，而功率转换器100可能需要关闭(shut down)以保护功率转换器100之中的每个电路免于受损。本领域技术人员可对故障事件的情形进行调整，本发明不限制于此。

当所述故障事件发生时，便从步骤S220进入步骤S230，锁存电路170箝位反馈信号V_FB2，譬如将反馈信号V_FB2箝位至一接地电平(ground level)，并维持其被箝位状态。通过本实施例图1的光耦合器150，变压器110一次侧的一次侧反馈信号V_FB1会依据变压器110二次侧的反馈信号V_FB2而变化。意即，一旦反馈信号V_FB2被箝位，一次侧反馈信号V_FB1会响应地被箝位。在步骤S240中，当一次侧反馈信号V_FB1被箝位，一次侧控制电路130停止切换一次侧绕组Np的电流开关120，而输出电压Vout因为寄生电容(parasitic capacitance)而逐渐降低。

因故障事件的存在而故障信号S_FAULT被持续地致能的关系，反馈信号V_FB2可能永久地处于被箝位状态。在反馈信号V_FB2与一次侧反馈信号V_FB1皆被永久箝位的状况下，输出电压Vout会被持续地降低直到0。这将会造成二次侧控制电路140的工作电压不足，因为它的工作电压是由输出电压Vout所供给。为了避免此状况，一旦故障事件消失，反馈信号V_FB2与一次侧反馈信号V_FB1便需要从被箝位状态中释放。如此一来，功率转换器100可判断输出电压Vout是否回复正常，或是判断自行关闭它自己。

在步骤S250中，判断输出电压Vout是否低于预设的锁存电压值。需要注意的是，在步骤S250中，锁存电路170并不主动检测或判断输出电压Vout的值是否低于预设的锁存电压值。相反地，本实施例在输出电压Vout被减低到低于锁存电路170的预设锁存电压值时，锁存电路170被动地释放反馈信号V_FB2并使其离开被箝位状态(步骤S260)。锁存电路170可通过包含电阻与晶体管的电路来实现。当输出电压被拉低的时候，锁存电路170依然会适当地控制反馈信号V_FB2，使得二次侧控制电路140不需要设置一个充电泵电路以维持它的需求工作电压。

当反馈信号V_FB2被释放，从步骤S260进入步骤S270，一次侧控制电路130通过一次侧反馈信号V_FB1恢复切换一次侧绕组Np的电流开关120。以及，在步骤S280中，在电流开关120的切换被恢复且电流开关120被正常地切换之后，一次侧控制电路130通过输出电压检测电路160判断输出电压Vout是否回复正常。当输出电压Vout已经回到正常，则回到步骤S220以检测是否有故障事件再次发生。另一方面，若是输出电压Vout并没有回到正常，则从步骤S280进入步骤S290，一次侧控制电路130将停止功率转换器100的供电并令其关闭。

图3是根据本发明一实施例示出功率转换器100的示意性电路图。图3分别描绘了电流开关120、光耦合器150、锁存电路170、二次侧控制电路140的输出电压调节电路180、以及输出电压检测电路160等的电路结构。电流开关120可以被一个N型晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，缩写MOSFET)N1来实现。晶体管N1的控制端(control node)接收切换信号Sw，晶体管N1的第一端耦接变压器110中一次侧绕组Np的另极端，晶体管N1的第二端通过电阻R1连接到接地端(ground node)。晶体管N1的第二端具有检测电压Vcs。

本实施例的锁存电路170含有P型晶体管P1与P2、N型晶体管N2、以及多个电阻R2-R5。晶体管P1的第一端接收输出电压Vout且耦接电阻R4的一端，晶体管P1的第二端耦接电阻R2的一端。晶体管P1的控制端耦接电阻R4的另一端与电阻R5的一端。电阻R2的另一端耦接晶体管N2的控制端及电阻R3的一端。晶体管N2的第一端耦接电阻R5的另一端与晶体管P2的控制端，且晶体管N2的第二端耦接接地端。晶体管P2的第一端接收反馈信号V_FB2，晶体管P2的第二端耦接接地端。晶体管P2的控制端接收晶体管控制信号Scp。

基于锁存电路170的电路架构，当故障信号S_FAULT未被致能(意即，逻辑电平0)且功率转换器100正常运作时，反馈信号V_FB2等同于输出电压Vout，譬如光耦合器150的LED的顺向电压(forward voltage)。相反地，当故障信号S_FAULT被致能(意即，逻辑电平1)且输出电压Vout正常时，晶体管N2、P1及P2被导通，使得反馈信号V_FB2被拉低至接地电平。在反馈信号V_FB2被箝位后，一次侧反馈信号V_FB1会响应地被箝位。这将会停止切换一次侧绕组Np的电流开关120，输出电压Vout会开始降低。此外，当故障信号S_FAULT被致能(意即，逻辑电平1)且输出电压Vout低于预设的锁存电压值时，晶体管N2控制端的电压对继续导通晶体管N2来说过低，于是晶体管P1与P2也随着晶体管N2的截止而截止。这将会释放反馈信号V_FB2且离开反馈信号V_FB2的被箝位状态。

输出电压调节电路180主要由具有电阻R6及R7的分压电路310、误差放大器320、参考电压330与N型晶体管N3所构成。分压电路310通过电阻R6及R7并根据输出电压Vout产生一分压Vr。误差放大器320放大分压Vr与参考电压值VRH之间的差异，并改变流经晶体管N3的电流，此电流也流经光耦合器150的LED。流经晶体管N3的电流根据分压Vr与参考电压值VRH之间的差，控制一次侧反馈信号V_FB1以适应性地切换电流开关120。通过此方式，输出电压Vout可被调节。

输出电压检测电路160被设置在变压器110的一次侧。输出电压检测电路160包含辅助绕组(auxiliary winding)Na、电阻R8及R9。辅助绕组Na感测二次侧绕组Ns以产生辅助电压Vaux。感测信号Vs是通过电阻R8及R9对辅助电压Vaux进行分压而产生。请参照图6及图7，感测信号Vs的电压电平Vs1及Vs2在此处以Vsx表示。因此，辅助电压Vaux、输出电压Vout与感测信号Vs的电压电平Vsx之间的关系以等式(1)表示：

其中“NNa”指辅助绕组Na的绕组圈数(turn number)，“NNs”指二次侧绕组Ns的绕组圈数。从以上等式可以看出感测信号Vs的电压电平Vsx与输出电压Vout成正比。

图4是示出图3中的一次侧控制电路130的一个示例性电路结构图。一次侧控制电路130包含供应电路410、反馈信号判断电路420、感测信号判断电路430、振荡器440、触发器450与触发器460以及一个与门(AND GATE)470。供应电路410在一次侧控制电路130中，根据一次侧控制电路130的工作电压Vdd产生一个内部供电电压Vspy。

反馈信号判断电路420包含多个电阻R41-R43、二极管D1以及比较器422。一次侧反馈信号V_FB1被电阻R41与供电电压Vspy所限制，使得它不会大于供电电压Vspy。比较器422比较其非反相端(non-inverting terminal)的一个衰减电压与其反相端的检测电压Vcs，以产生一个比较结果S1，其中该衰减电压是由一次侧反馈信号V_FB1通过电阻R42、R43与二极管D1而得到。此衰减电压被与检测电压Vcs做比较，以调整切换信号Sw的工作周期。触发器450的频率端(clock node)接收一个由振荡器440所产生的频率信号，触发器450的重置端(reset node)接收比较器422的比较结果S1，触发器450的数据端(data node)接收供电电压Vspy。触发器460的输出节点(output node)耦接与门470的第一输入端。因此，当第一反馈信号V_FB1被箝位时，触发器450的重置端会持续地处于逻辑电平0，而由与门470的输出端所产生的切换信号Sw会被禁能(disabled)。因此一次侧控制电路130此刻停止切换电流开关120。

感测信号判断电路430包含电压检测器432及比较器434。电压检测器432检测感测信号Vs，并将感测信号Vs的电压电平Vsx传送至比较器434的一反相端。比较器434的非反相端接收一个保护电压值V_UVP1。比较器434对反相端及非反相端的电压做出比较，以产生一个保护信号S_UVP。触发器460的数据端接收保护信号S_UVP，且触发器460的重置端接收通过一反向器的反向供电电压Vspy。触发器460的输出端耦接与门470的第二输入端。因此，当感测信号Vs的电压电平Vsx比保护电压值V_UVP1大时，表示输出电压Vout回复正常，且功率转换器100可正常运作。另一方面，当感测信号Vs的电压电平Vsx小于或不大于保护电压值V_UVP1时，表示输出电压Vout低于默认值。为了保护功率转换器100的每个电路，一次侧控制电路此刻停止切换电流开关120。

图5是依照本发明一实施例的关于图3与图4中输出电压Vout、反馈信号V_FB2、一次侧反馈信号V_FB1、一次侧控制电路130的工作电压Vdd、感测信号Vs、故障信号S_FAULT、晶体管控制信号SCP以及保护信号S_UVP的波形图。在时间点T0到T1区间中，功率转换器100被开启且正常地运作。反馈信号V_FB2与一次侧反馈信号V_FB1处于正常状态。感测信号Vs以脉冲表示，因为输出电压Vout随着通过切换信号Sw而对电流开关120的切换而改变。晶体管控制信号Scp处于禁能状态(意即逻辑电位1)。

在时间点T1，故障信号S_FAULT因为故障事件发生而被致能。锁存电路170将晶体管控制信号Scp从禁能状态(逻辑电平1)转成致能状态(逻辑电平0)，并维持晶体管控制信号Scp的致能状态。因为光耦合器150的寄生电容，反馈信号V_FB2与一次侧反馈信号V_FB1从它们的普通状态以一个陡斜率的态势被转成被箝位状态(被拉至低位)。

在时间点T2，因为一次侧反馈信号V_FB1变得比突波阈值电平值(burst threshold level)V_BST小，一次侧控制电路130会停止切换一次侧绕组Np的电流开关120。由于电流开关120的切换被停止的缘故，输出电压Vout与工作电压Vdd将会开始逐渐降低。

在时间点T3，当输出电压Vout比锁存电路170的预设锁存电压值V_LATCH小的场合，锁存电路170将会释放反馈信号V_FB2，使反馈信号V_FB2离开被箝位状态。因为反馈信号V_FB2与光耦合器150的传送，一次侧反馈信号V_FB1逐渐提升。在时间点T4，因为一次侧反馈信号V_FB1大于突波阈值电平值V_BST，一次侧控制电路130会恢复切换一次侧绕组Np的电流开关120。在时间点T5，一次侧控制电路130的感测信号判断电路430通过判断感测信号Vs的电压电平Vsx是否大于保护电压值V_UVP1，来判断输出电压Vout是否回到正常。图5的保护电压值V_UVP2与图4、6及7的保护电压值V_UVP1相关。输出电压Vout跟感测电压Vs的电压电平值Vsx的比值，与保护电压值V_UVP2跟保护电压值V_UVP1的比值是相等的。如果输出电压Vout不大于保护电压值V_UVP2，表示输出电压Vout没有回复正常。如此一来，在图5的时间点T5，一次侧控制电路130将保护信号S_UVP致能以停止功率转换器100的供电。相反地，如果输出电压Vout比保护电压值V_UVP2大，表示输出电压Vout回复正常，保护信号S_UVP将会持续禁能(未显示于图5)。

接着叙述如何通过感测信号Vs判断输出电压Vout是否回复正常。图6是一个关于图5中区块510的感测信号Vs及其对应的保护信号S_UVP的波形图。图7是一个关于图5中区块520的感测信号Vs及其对应的保护信号S_UVP的波形图。请参照图6，电压电平Vs1与输出电压Vout相关联。当感测信号Vs的电压电平Vs1大于保护电压值V_UVP1时，表示输出电压Vout正常。请参照图7，电压电平Vs2也与输出电压Vout成正比。当感测信号Vs的电压电平Vs2不大于保护电压值V_UVP1时，表示输出电压Vout不正常，功率转换器110需要被关闭以保护其中的电路。

综上所述，本发明实施例的功率转换器及其控制方法在故障事件发生时，可以通过位于二次侧控制电路中的锁存电路，将反馈信号箝位，并维持反馈信号的被箝位状态。当功率转换器的输出电压被拉低的场合，锁存电路可以释放反馈信号使其离开被箝位状态。如此一来，不需要设置用以提升二次侧控制电路的工作电压的充电泵电路，也能够在输出电压被拉低的场合使反馈信号依然能被适当地控制。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。