CRM升压型PFC变换器变化导通时间的优化控制的制作方法

本发明涉及功率变换器技术，具体涉及一种应用于CRM升压型PFC变换器变化导通时间的优化控制。

背景技术：

电力电子装置的广泛应用，给电网带来了大量的谐波污染，严重影响了电网的供电质量和其他用电设备的正常工作。为了降低电力电子装置带来的谐波污染，满足国际电工委员会制定的谐波标准IEC61000-3-2，需要采用功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)变换器抑制谐波分量使得各类用电设备达到所需的谐波标准。其中，CRM升压型PFC变换器由于其功率因数高、体积小、重量轻和成本低等优点而被广泛运用。

CRM升压型PFC变换器的变化导通时间控制一般通过增加正向电感电流导通时间补偿电感电流反向谐振所带来的损失，使得电感电流的平均值与正弦基准电流值相等。但是模态分析的时候需要对v_in大于或小于V_o/2两种不同情况分别进行讨论，数字方法的控制算法复杂，而采用模拟硬件实现时，需要实现两种情况下不同的导通控制电路、不同条件下导通时间控制电路的切换以及输入电压与输出电压之间关系的判断等功能。这类控制方法使得控制电路的成本与功耗大幅增加，难以满足CRM升压型PFC变换器的高效率低成本的发展需求。因此需要对传统的变化导通时间控制进行优化。

技术实现要素：

本发明目的是为了解决传统CRM升压型PFC变换器变化导通时间控制中对于v_in大于或小于V_o/2这两种情况需分别计算所带来的复杂运算问题，提出一种可由模拟控制电路或数字控制器实现的优化控制方法，该方法不需要进行功率检测和输入电压有效值的测量，在CRM升压型PFC变换器工作范围内的任意条件下，开关管导通时间T_on(t)的运算过程都是一致的，从而降低了运算复杂度和系统成本。

上述目的是通过如下技术方案实现的：

一种CRM升压型PFC变换器变化导通时间优化控制，其实现电路包括CRM升压型PFC变换器主电路和控制电路。控制电路由输入电压采样电路、输出电压采样电路、电感电流过零检测器、数字控制器或模拟控制电路构成，其数字控制器包括ADC模拟/数字转换单元、中断系统、运算处理单元、eCAP增强型脉冲捕获模块和ePWM增强型脉宽调制模块；其模拟控制电路包括PI调节器、除法器电路和差分放大电路。

其中，所述CRM升压型PFC变换器主电路由EMI滤波器、整流桥、输入电容、电感、开关管、二极管、输出电容和负载构成；所述输入电压采样电路的输入端连接整流桥后侧输入电容C_in的两端，其输出端连接除法器电路中的乘法器的输入端或数字控制器ADC采样口；所述输出电压采样电路的输入端连接输出负载R_load的两端，其输出端通过电阻分别连接至运放OP₁和运放OP₂的反向输入端或数字控制器ADC采样口；所述PI调节器的运放OP₁的反向输入端连接分压电阻R₃与R₄之间的采样输出端，正向输入端连接基准电压V_ref，输出信号V_error连接至运放OP₃的正向输入端；所述除法器电路的乘法器的输入端分别连接分压电阻R₁与R₂之间的采样输出端，和运放OP₂的输出端，其输出端通过电阻R₈连接运放OP₂的反向输入端，运放OP₂的反向输入端通过电阻连接分压电阻R₃与R₄之间的采样输出端，正向输入端连接功率地，输出信号V_add通过电阻R₉连接运放OP₃的反相输入端；所述差分放大电路的运放OP₃的输出信号V_compare连接至运放OP₄的反向输入端。

一种CRM升压型PFC变换器变化导通时间的优化控制，在变换器工作范围内的任意条件下，开关管的导通时间T_on(t)的运算过程都是一致的，包括如下所述步骤：

1)对导通时间T_on(t)的常数部分T_{on_error}进行计算，该部分由电压PI环进行调节，用于控制变换器的输出功率与输出电压；

2)对导通时间T_on(t)的变量部分T_{on_vary}(t)进行计算，该部分用于在变换器输入电压过零附近额外增加开关管的导通时间以改善输入电流畸变，其定量关系如下：

其中，Z_r是特征阻抗，L是CRM升压型PFC变换器主电路中的升压电感值，C_oss是开关管的输出结电容值，C_dp是二极管的寄生电容值，V_o是输出电压瞬时值，v_in是输入电压瞬时值，输入电压v_in大于或小于输出电压V_o/2；

3)将误差导通时间T_{on_error}与实时变量导通时间T_{on_vary}(t)相加，得到当前工作条件下对应的导通时间T_on(t)，如下式所示：

T_on(t)＝T_{on_error}+T_{on_vary}(t) (2)

4)将对应的导通时间T_on(t)转换为驱动信号，实现对CRM升压型PFC变换器的变化导通时间控制。

一种采用数字控制器实现上述优化控制的方法，包括如下所述的步骤：

1)数字控制器的模拟/数字转换单元采样变换器整流桥后侧的输入电容C_in两端的输入电压v_in和输出负载R_load两端的输出电压V_o，得到对应的采样数值v_in/K_in与V_o/K_o，K_in是输入电压采样电路的分压系数，K_o是输出电压采样电路的分压系数；

2)输出电压采样值V_o/K_o与基准电压V_ref在中断系统中进行比较，其误差值△V经过电压PI环运算后生成误差导通时间T_{on_error}。其中，基准电压V_ref为输出电压的控制目标值除以输出电压分压系数，一般取1～3V；

3)数字控制器的运算处理单元根据如下公式对T_{on_vary}(t)进行实时计算：

其中，Z_r是特征阻抗：L是CRM升压型PFC变换器主电路中的升压电感值，C_oss是开关管的输出结电容值，C_dp是二极管的寄生电容值；

4)将误差导通时间T_{on_error}与实时变量导通时间T_{on_vary}(t)相加，得到当前工作条件下对应的导通时间T_on(t)，如下式所示：

T_on(t)＝T_{on_error}+T_{on_vary}(t) (4)

5)数字控制器eCAP模块捕获电感电流过零检测器输出的方波信号的上升沿信号，确定CRM升压型PFC变换器主电路中的开关管的开通时刻；

6)数字控制器ePWM模块将对应的导通时间T_on(t)转换为PWM波信号输出至驱动电路，产生变化导通时间控制所需的驱动信号。

一种采用模拟控制电路实现上述优化控制的方法，包括如下所述的步骤：

1)输入输出电压采样电路将采样值V_o/K_o和v_in/K_in分别送至PI调节器和除法器电路中，K_in是输入电压采样电路的分压系数，K_o是输出电压采样电路的分压系数；

2)PI调节器电路将输出电压采样值V_o/K_o与基准电压值V_ref相比较得到电压误差值，并通过模拟PI运算输出对应误差导通时间T_{on_error}的电压信号V_error，对应关系如下所示：

其中，通过调整电阻R₅、R₆和电容C₁可以改变PI调节器的比例系数和积分系数；

3)除法器电路实时计算变量导通时间，并输出对应实时变量导通时间T_{on_vary}(t)的电压信号V_add，该电压信号的表达式如下所示：

电路中的电阻阻值根据如下等式确定：

则电压信号V_add对应实时变量导通时间T_{on_vary}(t)的对应关系如下所示：

其中，K_M是乘法器的增益系数，du_saw/dt是锯齿波电压信号的斜率，Z_r是特征阻抗：L是CRM升压型PFC变换器主电路中的升压电感值，C_oss是开关管的输出结电容值，C_dp是二极管的寄生电容值；

4)通过差分放大电路，将电压信号V_error和V_add转换为调制波信号所需的比较电压值V_compare，即有：

该比较电压值V_compare与导通时间T_on(t)的对应关系如下所示：

5)RS触发器检测电感电流过零检测电路输出的方波信号的上升沿信号确认开关管导通时刻。调制波信号比较器正负端的比较电压值V_compare与锯齿波电压信号交截确定开关管关断时刻。开关管开通后，锯齿波信号从零开始线性增加直至与V_compare相等的时候输出开关管关断信号，完成CRM升压型PFC变换器的变化导通时间控制。

本发明的优点：

1、本发明的CRM升压型PFC变换器变导通时间的优化控制，避免了传统控制方式中需要根据输入电压低于或者高于1/2输出电压进行分段控制的复杂性问题，所提统一实现方式可基于一套硬件模拟电路实现输入电压低于或者高于1/2输出电压不同条件下的统一控制，从而简化电路。

2、本发明的导通时间运算中常数部分由电压PI环进行闭环调节，因此可减少输出功率检测环节；变量部分基于输入输出电压瞬时采样值进行调节，因此可省去传统查表方式中的输入电压锁相电路与输入电压有效值的测量。因此可进一步降低外围模拟电路的复杂程度和数字控制算法的运算量，有助于减小控制系统的功耗和成本；

3、本发明通过对CRM升压型PFC变换器的变导通时间进行优化控制，可有效抑制输入电流的谐波含量大小，对输入电流THD的降低效果显著。

附图说明

图1是CRM升压型PFC变换器的主电路；

图2是为实现变化导通时间优化控制对升压电感电流波形的近似处理示意图；

图3是本发明的实现CRM升压型PFC变换器变化导通时间优化控制的数字控制电路图；

图4是本发明的基于数字控制器的控制流程图；

图5是本发明的采用模拟电路实现对CRM升压型PFC变换器变化导通时间优化控制的原理图；

图6是CRM升压型PFC变换器分别采用恒定导通时间控制和本发明的变化导通时间控制在110V和220V交流输入电压情况下的输入电流THD随输出功率变化的对比图；

上述图中的主要符号名称：I_in—电源输入电流；I_L—电感电流；I_peak—电感电流峰值；I_valley—电感电流谷值；I_avg—电感电流平均值；v_in—输入电容两端的电压瞬时值；V_o—输出电压；V_ds—开关管的漏源级电压；ΔV—电压PI环误差值；V_compare—比较电压值；V_ref—基准电压；L—升压电感；D—二极管；C_in—输入电容；C_oss—开关管的输出结电容；C_qp—二极管的寄生电容；C_bus—输出电容；C₁—PI调节器的系数电容；R_load—负载电阻；R₁—分压电路电阻；R₂—分压电路电阻；R₃—分压电路电阻；R₄—分压电路电阻；R₅—PI调节器的系数电阻；R₆—PI调节器的系数电阻；R₇—除法器电路的系数电阻；R₈—除法器电路的系数电阻；R₉—差分放大电路的系数电阻；R₁₀—差分放大电路的系数电阻；K_in—输入电压采样电路分压系数；K_o—输出电压采样电路分压系数；K_M—乘法器的乘法系数；T_{on_error}—误差导通时间；T_{on_vary}—变量导通时间；T_on—开关管导通时间；du_saw/dt—锯齿波上升斜率。

具体实施方式

下面结合附图和实施例具体介绍本发明的优化控制方法及原理。

实施例一：

本发明CRM升压型PFC变换器变化导通时间的优化控制，在CRM升压型PFC变换器工作范围内的任意条件下，开关管的导通时间T_on(t)的运算过程都是一致的。通过该优化控制，可以在降低CRM升压型PFC变换器输入电流THD的基础上降低整个控制系统的复杂度，从而减少系统成本。所采用的优化控制是基于CRM升压型PFC变换器中电感的平均电流与正弦参考电流相等的原理，而由于电感电流在一个开关周期内除了极短的谐振时间都是线性变化的，因此可以将电感电流波形近似处理为三角形(见图2)以简化电感平均电流的计算。

本发明的CRM升压型PFC变换器变化导通时间的优化控制，在变换器工作范围内的任意条件下，开关管的导通时间T_on(t)的运算过程都是一致的，包括如下所述步骤：

1)对导通时间T_on(t)的常数部分T_{on_error}进行计算，该部分由电压PI环进行调节，用于控制变换器的输出功率与输出电压；

2)对导通时间T_on(t)的变量部分T_{on_vary}(t)进行计算，该部分用于在变换器输入电压过零附近额外增加开关管的导通时间以改善输入电流畸变，其定量关系如下：

其中，Z_r是特征阻抗，L是CRM升压型PFC变换器主电路中的升压电感值，C_oss是开关管的输出结电容值，C_dp是二极管的寄生电容值，v_in是输入电压瞬时值，V_o是输出电压瞬时值，输入电压v_in大于或小于输出电压V_o/2；

3)将误差导通时间T_{on_error}与实时变量导通时间T_{on_vary}(t)相加，得到当前工作条件下对应的导通时间T_on(t)，如下式所示：

T_on(t)＝T_{on_error}+T_{on_vary}(t) (2)

4)将对应的导通时间T_on(t)转换为驱动信号，实现对CRM升压型PFC变换器的变化导通时间控制。

本发明的进一步设计在于统一的开关管导通时间T_on的计算表达式，该表达式通过以下步骤得到：

1)计算当前工作条件下的正弦参考电流I_ref(t)：

其中，f_l是线路频率；

2)忽略开关周期内极短的谐振过程带来的非线性段，可以将电感电流波形近似处理成三角形，因此电感电流的峰值I_peak和谷值I_valley可以分别由表达式(4)和表达式(5)计算而得：

因此可以通过如下表达式计算得到电感电流的平均值I_avg：

3)根据CRM升压型PFC变换器中电感的平均电流I_avg与正弦参考电流I_ref相等的原理，可以得到优化处理后统一的导通时间T_on(t)；

其中，误差导通时间T_{on_error}对应优化统一的导通时间T_on(t)中的常数部分，实时变量导通时间T_{on_vary}(t)对应优化统一的导通时间T_on(t)中的变量部分，即有：

因此对于CRM升压型PFC变换器工作范围内的任意条件下，优化后的导通时间T_on(t)的表达式都是统一的。

该CRM升压型PFC变换器变化导通时间的优化控制，如采用数字控制器可通过以下步骤进行实施：

1)数字控制器的模拟/数字转换单元采样变换器整流桥后侧的输入电容C_in两端的输入电压v_in和输出负载R_load两端的输出电压V_o，得到对应的采样数值v_in/K_in与V_o/K_o，K_in是输入电压采样电路的分压系数，K_o是输出电压采样电路的分压系数；

2)输出电压采样值V_o/K_o与基准电压V_ref在中断系统中进行比较，其误差值△V经过电压PI环运算后生成误差导通时间T_{on_error}。其中，基准电压V_ref为输出电压的控制目标值除以输出电压分压系数，一般取1～3V；

3)数字控制器的运算处理单元根据如下公式对T_{on_vary}(t)进行实时计算：

其中，Z_r是特征阻抗：L是CRM升压型PFC变换器主电路中的升压电感值，C_oss是开关管的输出结电容值，C_dp是二极管的寄生电容值；

4)将误差导通时间T_{on_error}与实时变量导通时间T_{on_vary}(t)相加，得到当前工作条件下对应的导通时间T_on(t)，如下式所示：

T_on(t)＝T_{on_error}+T_{on_vary}(t) (10)

5)数字控制器eCAP模块捕获电感电流过零检测器输出的方波信号的上升沿信号，确定CRM升压型PFC变换器主电路中的开关管的开通时刻；

6)数字控制器ePWM模块将对应的导通时间T_on(t)转换为PWM波信号输出至驱动电路，产生变化导通时间控制所需的驱动信号。

该CRM升压型PFC变换器变化导通时间的优化控制，如采用模拟控制电路可通过以下方式进行：

1)输入输出电压采样电路将采样值V_o/K_o和v_in/K_in分别送至PI调节器和除法器电路中，K_in是输入电压采样电路的分压系数，K_o是输出电压采样电路的分压系数；

2)PI调节器电路将输出电压采样值V_o/K_o与基准电压值V_ref相比较得到电压误差值，并通过模拟PI运算输出对应误差导通时间T_{on_error}的电压信号V_error，对应关系如下所示：

其中，通过调整电阻R₅、R₆和电容C₁可以改变PI调节器的比例系数和积分系数；

3)除法器电路实时计算变量导通时间，并输出对应实时变量导通时间T_{on_vary}(t)的电压信号V_add，该电压信号的表达式如下所示：

电路中的电阻阻值根据如下等式确定：

则电压信号V_add对应实时变量导通时间T_{on_vary}(t)的对应关系如下所示：

其中，K_M是乘法器的增益系数，du_saw/dt是锯齿波电压信号的斜率，Z_r是特征阻抗：L是CRM升压型PFC变换器主电路中的升压电感值，C_oss是开关管的输出结电容值，C_dp是二极管的寄生电容值；

4)通过差分放大电路，将电压信号V_error和V_add转换为调制波信号所需的比较电压值V_compare，即有：

该比较电压值V_compare与导通时间T_on(t)的对应关系如下所示：

5)RS触发器检测电感电流过零检测电路输出的方波信号的上升沿信号确认开关管导通时刻。调制波信号比较器正负端的比较电压值V_compare与锯齿波电压信号交截确定开关管关断时刻。开关管开通后，锯齿波信号从零开始线性增加直至与V_compare相等的时候输出开关管关断信号，完成CRM升压型PFC变换器的变化导通时间控制。

对于CRM升压型PFC变换器的变化导通时间控制，本发明采用的导通时间T_on(t)的运算过程是统一的，避免了传统控制方式中需要根据输入电压低于或者高于1/2输出电压进行分段控制以及采用不同的硬件模拟电路予以实现，可显著降低系统成本度与控制难度，在保证较低输入电流THD的同时满足CRM升压型PFC变换器对控制电路简单、可靠与低成本的发展需求。

实施例二：基于TMS320F28335数字控制器实现CRM Boost PFC变换器变导通时间控制的导通时间运算优化统一的数字控制方法

图1为CRM升压型PFC变换器的主电路，包括EMI滤波器、整流桥、输入电容、升压电感、开关管、二极管、输出电容以及负载。实例中所用的CRM升压型PFC变换器的电路参数为：升压电感值L＝230uH，功率器件的寄生电容容值C_oss+C_dp＝80pF。测试条件为：线路频率50Hz，交流输入电压110V和220V，输出母线电压400V，满载输出功率200W。本实例分别在20％、40％、50％、60％、80％和100％负载的情况下对比恒定导通时间控制对输入电流THD进行测试。

图3为实现优化统一控制的数字控制电路图，除主电路增加了电压采样电路、电感电流过零检测电路、驱动电路以及调制波信号产生电路。

本发明基于TMS320F28335数字控制器的控制过程如图4的控制流程图所示：

1)数字控制器的ADC模块、ePWM模块、eCAP模块和电压PI环进行初始化，取输入电压采样系数K_in为125，输出电压采样系数K_o为160，基准电压V_ref为输出电压的控制目标值除以输出电压采样系数，即V_ref为2.5V，常数升压电感值L为230μH，特征阻抗

2)数字控制器响应ADC中断程序，对输出电压V_o和输入电压v_in进行采样，得到分压后的实际采样值V_o/K_o和v_in/K_in；

3)调用电压环比例-积分补偿程序计算误差导通时间T_{on_error}：

T_{on_error}＝T'_{on_error}+K_p×(ΔV-ΔV')+K_i×ΔV (17)

其中，K_p是电压PI环的比例系数，K_i是电压PI环的积分系数，ΔV是本周期输出电压采样值V_o/K_o与基准电压V_ref的误差值，ΔV'是上一个周期输出电压采样值V_o/K_o与基准电压V_ref的误差值，T_{on_error}是本周期电压PI环的计算结果，T’_{on_error}是上个周期电压PI环的计算结果；

4)实时计算变量导通时间T_{on_vary}(t)：

5)将误差导通时间T_{on_error}与实时变量导通时间T_{on_vary}(t)相加，得到当前工作条件下对应的导通时间T_on(t)：

T_on(t)＝T_{on_error}+T_{on_vary}(t) (19)

6)数字控制器eCAP模块捕获电感电流过零检测电路输出的方波信号的上升沿信号，确定CRM升压型PFC变换器主电路中的开关管的开通时刻；

7)数字控制器ePWM模块将对应的导通时间T_on(t)转换为PWM波信号输出至驱动电路，产生变化导通时间控制所需的驱动信号；

8)重复步骤2)～7)。

图6是CRM升压型PFC变换器分别采用恒定导通时间控制和本发明的变化导通时间控制在110V和220V交流输入电压情况下的输入电流THD随输出功率变化的对比图。

从对比图中可以看出，本发明所提出的变化导通时间的优化控制，在20％负载的时候，CRM升压型PFC变换器输入电流的THD可以从18.38％降至2.64％，显著改善了输入电流畸变的情况。

该仿真结果表明：本发明所提出的CRM升压型PFC变换器变导通时间的优化控制在显著降低了输入电流THD的同时避免了传统控制方法中需对v_in大于或小于V_o/2两种不同情况进行分类控制的复杂性问题，从而满足CRM升压型PFC变换器对控制电路简单、可靠与低成本的发展需求。

实施例三：通过模拟电路控制实现CRM升压型PFC变换器变导通时间控制的导通时间运算的优化统一

图1为CRM升压型PFC变换器的主电路，包括EMI滤波器、整流桥、输入电容、升压电感、开关管、二极管、输出电容以及负载。实例中所用的CRM升压型PFC变换器的电路参数为：升压电感值L＝230μH，功率器件的寄生电容容值C_oss+C_dp＝80pF，乘法器的增益系数K_M为0.1/V。测试条件为：线路频率50Hz，交流输入电压110V和220V，输出母线电压400V，满载输出功率200W。

图5采用模拟控制方法实现CRM升压型PFC变换器变导通时间控制的导通时间运算的优化统一的原理图，包括电压采样电路、电感电流过零检测电路、驱动电路、PI调节器电路、除法器电路和差分放大电路。

本发明模拟控制过程如下：

1)输入输出电压采样电路将采样值V_o/K_o和v_in/K_in分别送至PI调节器和除法器电路中，其中，输入电压采样电路的分压系数K_in为30，输出电压采样电路的分压系数K_o为200，基准电压值V_ref＝400/200＝2V；

2)PI调节器电路将输出电压采样值V_o/K_o与基准电压值V_ref相比较得到电压误差值，并通过模拟PI运算输出对应误差导通时间T_{on_error}的电压信号V_error。其中，通过调整电阻R₅、R₆和电容C₁可以改变PI调节器的比例系数和积分系数；

3)除法器电路实时计算变量导通时间，并输出对应实时变量导通时间T_{on_vary}(t)的电压信号V_add，该电压信号满足如下表达式：

其中，乘法器的增益系数K_M为0.1/V；

4)通过差分放大电路，将电压信号V_error和V_add转换为调制波信号所需的比较电压值V_compare，即有：

该比较电压值V_compare对应的导通时间T_on的表达式如下所示：

其中，锯齿波电压信号的斜率du_saw/dt为1V/μs，可取R₉＝10kΩ，R₁₀＝1kΩ，并可以通过如下等式确定除法器电路中的电阻R₇和R₈：

则可取电阻R₇＝11kΩ，R₈＝10kΩ；

5)RS触发器检测电感电流过零检测电路输出的方波信号的上升沿信号确认开关管导通时刻。调制波信号比较器正负端的比较电压值V_compare与锯齿波电压信号交截确定开关管关断时刻。开关管开通后，锯齿波信号从零开始线性增加直至与V_compare相等的时候输出开关管关断信号，完成CRM升压型PFC变换器变导通时间控制的导通时间运算的优化统一。

本发明方法不需要进行功率检测和输入电压有效值的测量，在CRM升压型PFC变换器工作范围内的任意条件下，开关管导通时间T_on(t)的运算过程都是一致的，从而降低了运算复杂度和系统成本。