本发明涉及将交流电压转换成直流电压的技术，特别涉及将全波整流和倍压整流组合使用(併用)的技术。
背景技术：
专利文献1中示出了在全波整流电路和倍压整流电路之间切换进行的转换器(converter)。
专利文献2中示出了在升压电路和倍压整流电路之间切换进行的电力转换装置。
专利文献3中示出了在升压电路、倍压整流电路、全波整流电路之间切换进行的电力转换装置。升压电路可以与倍压整流电路组合使用，也可以与全波整流电路组合使用。
另外，作为与本案相关联的专利文献，举出了专利文献4～6。
在先技术文献
专利文献1:日本特开平10-174442号公报
专利文献2:日本特开平11-164562号公报
专利文献3:日本特开2001-95262号公报
专利文献4:日本特开平9-266674号公报
专利文献5:日本特开2014-113037号公报
专利文献6:日本特开2000-188867号公报
技术实现要素：
发明要解决的课题
然而，在专利文献3记载的技术中，着眼于平滑电容器的电压而规定了升压电路、全波整流电路以及倍压整流电路的动作，但是没有考虑改善功率因素。由此，也不存在用于改善功率因素的升压电路的适当的开关(switching)、以及全波整流电路、倍压整流电路的切换的启示。
本发明根据上述观点，目的在于提供一种进行用于改善功率因素的升压电路的开关、以及全波整流电路、倍压整流电路的切换的技术。
用于解决课题的手段
本发明的电力转换装置是将从电源(9)输出的单相的交流电压(va)转换为直流电压(vd)而将所述直流电压提供给负载(3)的电力转换装置(100)。
并且，其第1方式具备：单相全桥整流电路(1)，其具有成对的第1输入端(15)和第2输入端(16)以及成对的第1输出端(17；18)和第2输出端(18；17)，所述第1输出端和所述第2输出端相对于所述第1输入端和所述第2输入端在与所述电源相反的一侧与所述负载连接；第1电容器(21；22)和第2电容器(22；21)，它们在所述第1输出端与所述第2输出端之间经由连接点(23)彼此串联地连接，所述第1电容器和所述第2电容器双方承受所述直流电压；电抗器(7；7a，7b)，其在所述第1电容器和所述第2电容器的串联连接的两端之间经由所述单相全桥整流电路与所述电源串联连接；第1开关(51)，其连接于所述第2输入端(16)与所述连接点(23)之间，当所述电力转换装置的转换电力或由所述电源供给的输入电流(ia)大于等于第1阈值(w1；w1u；w1d；i1u；i1d)时，在半周期期间内从导通状态转变到非导通状态一次，所述半周期期间是所述交流电压取其中央值的相邻的一对时刻之间的期间；以及第2开关(52)，当所述转换电力或所述输入电流大于等于所述第1阈值时，所述第2开关(52)在所述半周期期间内至少进行一次从第1状态到第2状态的切换，其中，在所述第1状态下，在流过所述电抗器的电流的路径中不包含所述第1电容器和所述第2电容器中的任何一方，在所述第2状态下，在所述路径中包含所述第1电容器和所述第2电容器中的至少一方。
本发明的电力转换装置的第2方式在第1方式的基础上，所述电抗器(7)连接于所述第1输入端(15)和所述第2输入端(16)中的至少一方与所述电源(9)之间，所述第2开关(52)连接于所述第1输入端与所述第2输入端之间，当所述转换电力或所述输入电流(ia)大于等于所述第1阈值(w1；w1u；w1d；i1u；i1d)时，所述第2开关在所述半周期期间内至少一次从导通状态转变到非导通状态。
本发明的电力转换装置的第3方式在第1方式的基础上，所述电抗器(7)连接于所述第1输入端(15)和所述第2输入端(16)中的至少一方与所述电源(9)之间，所述第2开关(52)连接于所述第1输入端和所述第2输入端与所述第1输出端(17；18)之间，当所述转换电力或所述输入电流(ia)大于等于所述第1阈值(w1；w1u；w1d；i1u；i1d)时，所述第2开关在所述半周期期间内至少一次从导通状态转变到非导通状态。
本发明的电力转换装置的第4方式在第1方式的基础上，所述电力转换装置还具备二极管(52d；52e)，该二极管(52d；52e)在所述第1输出端(17；18)与所述连接点(23)之间与所述第1电容器(21；22)串联连接，其正向与对所述第1电容器充电的电流流动的方向一致，并且被夹在所述第1输出端与所述第1电容器之间。所述电抗器(7)连接于所述第1输入端(15)和所述第2输入端(16)中的至少一方与所述电源(9)之间。所述第2开关(52)连接于所述第1输出端(17；18)与所述第2输出端(18；17)之间，所述第2开关在所述半周期期间内至少一次从导通状态转变到非导通状态。
本发明的电力转换装置的第5方式在第1方式的基础上，所述电抗器(7a，7b)设置有一对，所述电抗器的一方(7a；7b)和另一方(7b；7a)分别与所述第1输出端(17；18)和所述第2输出端(18；17)连接。而且，所述电力转换装置还具备二极管(52d；52e)，该二极管(52d；52e)在所述第1输出端与所述连接点(23)之间，夹在所述第1电容器(21；22)与所述电抗器的所述一方之间而与所述第1电容器及所述电抗器的所述一方串联连接，其正向与对所述第1电容器充电的电流流动的方向一致。所述电抗器的所述一方夹在所述第1输出端与所述二极管之间。所述第2开关(52)在所述第1输出端与所述第2输出端之间，夹在所述电抗器的所述一方与所述电抗器的所述另一方之间而与所述电抗器的所述一方及所述电抗器的所述另一方串联连接。所述第2开关在所述半周期期间内至少一次从导通状态转变到非导通状态。
本发明的电力转换装置的第6方式在第3、第4方式中的任一个方式的基础上，所述电力转换装置还具备夹在所述第2输出端(18；17)与所述第2电容器(22；21)之间的二极管(52e；52d)，该二极管(52e；52d)在所述第2输出端与所述连接点(23)之间与所述第2电容器串联连接，其正向与对所述第2电容器充电的电流流动的方向一致。
本发明的电力转换装置的第7方式在第5方式的基础上，所述电力转换装置还具备二极管(52e；52d)，该二极管(52e；52d)在所述第2输出端(18；17)与所述连接点(23)之间，夹在所述第2电容器(22；21)和所述电抗器的所述另一方(7b；7a)之间而与所述第2电容器及所述电抗器的所述另一方串联连接，与所述第2输出端一起夹着所述电抗器的所述另一方，其正向与对所述第2电容器充电的电流流动的方向一致。
本发明的电力转换装置的第8方式在第1方式的基础上，第2开关(52)具有：第1开关要素(52g)，其连接于所述第1输出端(17)与所述第1输入端(15)之间；和第2开关要素(52h)，其连接于所述第2输出端(18)与所述第1输入端之间。当所述转换电力或所述输入电流(ia)大于等于所述第1阈值(w1；w1u；w1d；i1u；i1d)时，所述第1开关要素在所述第2输入端(16)的电位高于所述第1输入端的电位的所述半周期期间内至少一次从导通状态转变到非导通状态，在所述第2输入端的电位低于所述第1输入端的电位的所述半周期期间内处于非导通状态。当所述转换电力或所述输入电流大于等于所述第1阈值时，所述第2开关要素在所述第2输入端的电位低于所述第1输入端的电位的所述半周期期间内至少一次从导通状态转变到非导通状态，在所述第2输入端的电位高于所述第1输入端的电位的所述半周期期间内处于非导通状态。
本发明的电力转换装置的第9方式在第8方式的基础上，还具备第1二极管(52d；52e)和第2二极管(52e；52d)。所述第1二极管在所述第1输出端(17；18)与所述连接点(23)之间与所述第1电容器(21；22)串联连接，其正向与对所述第1电容器充电的电流流动的方向一致，并且被夹在所述第1输出端与所述第1电容器之间。所述第2二极管在所述第2输出端(18；17)与所述连接点(23)之间与所述第2电容器(22；21)串联连接，其正向与对所述第2电容器充电的电流流动的方向一致，并且被夹在所述第2输出端与所述第2电容器之间。
本发明的电力转换装置的第10方式在第1～第9方式中的任一个方式的基础上，当所述转换电力或所述输入电流(ia)大于等于比所述第1阈值(w1；w1u；w1d；i1u；i1d)小的第2阈值(w2；w2u；w2d；i2u；i2d)且低于所述第1阈值时，所述第1开关(51)在所述半周期期间内从导通状态转变到非导通状态一次，所述第2开关(52)在不进行所述切换的情况下实现所述第2状态。
本发明的电力转换装置的第11方式在第10方式的基础上，当所述转换电力或所述输入电流(ia)低于所述第2阈值(w2；w2u；w2d；i2u；i2d)时，所述第1开关(51)处于非导通状态，所述第2开关(52)在不进行所述切换的情况下实现所述第2状态。
本发明的电力转换装置的第12方式在第1～第9方式中的任一个方式的基础上，当所述转换电力低于所述第1阈值时，所述第1开关(51)处于非导通状态，所述第2开关(52)在不进行所述切换的情况下实现所述第2状态。
本发明的电力转换装置的第13方式在第2、第6、第7、第9方式中的任一个方式的基础上，当所述转换电力或所述输入电流(ia)大于等于所述第1阈值(w1；w1u；w1d；i1u；i1d)时，在所述第1开关(51)处于导通状态时进行所述第2开关(52)的所述切换。
本发明的电力转换装置的第14方式在第1～第13方式中的任一个方式的基础上，所述第2开关(52)进行所述切换的时刻位于从所述半周期期间的起始点经过所述半周期的1/6而得到的时刻与从所述起始点经过所述半周期的5/6而得到的时刻之间。
本发明的电力转换装置的第15方式在第2、第6、第7、第9方式中的任一个方式的基础上，当所述转换电力或所述输入电流(ia)大于等于所述第1阈值(w1；w1u；w1d；i1u；i1d)时，在实现了所述第1状态时进行所述第1开关(51)的从非导通状态到导通状态的转变。
本发明的电力转换装置的第16方式在第3～5、第8方式中的任一个方式的基础上，当所述转换电力或所述输入电流(ia)大于等于所述第1阈值(w1；w1u；w1d；i1u；i1d)时，在所述第1开关(51)处于非导通状态时进行所述第2开关(52)的所述切换，在实现了所述第2状态时进行所述第1开关(51)的从非导通状态到导通状态的转变。
所述转换电力可以是被供给至所述负载(3)的电力，也可以是输入到所述电力转换装置(100)中的电力。也可以根据输入到所述电力转换装置(100)中的电流(ia)的大小来控制所述第1开关(51)和所述第2开关(52)的动作。例如，输入电流上升时的所述第1阈值(i1u)大于所述输入电流(ia)降低时的所述第1阈值(i1d)。
发明的效果
根据本发明的电力转换装置，利用第2开关扩大在电源中流动的电流的导通角从而改善了功率因数，并且，利用第2开关的切换来供给蓄积在电抗器中的能量，由此提高供给至第1电容器与第2电容器的串联连接的电压。由此，即使在利用第1开关的导通而提供给单相全桥整流电路的一对输出端的电压提高的情况下，也能够扩大流过单相全桥整流电路的电流的导通角，功率因数得到改善。
根据本发明的电力转换装置的第6、第7、第9方式，即使实现了第1状态并且第1开关导通，也能够阻止第1电容器或者第2电容器的放电。
根据本发明的电力转换装置的第10方式，虽然转换电力较低时功率因数可以较低，但是需要提高一对电容器提供给负载的电压，因此通过在不切换第2开关的情况下实现第2状态来减少损耗。
根据本发明的电力转换装置的第11方式，虽然转换电力更低时功率因数可以较低，但是也需要提高一对电容器提供给负载的电压，因此通过使第1开关处于非导通状态并且在不切换第2开关的情况下实现第2状态来减少损耗。
根据本发明的电力转换装置的第12方式，虽然转换电力较低时功率因数可以较低，但是也需要提高一对电容器提供给负载的电压，因此通过使第1开关处于非导通状态并且在不切换第2开关的情况下实现第2状态来减少损耗。
根据本发明的电力转换装置的第13方式，在利用第2开关进行从第1状态到第2状态的切换时刻，作为倍压电路的功能被发挥，使得输入的电流不易降低。
根据本发明的电力转换装置的第14方式，避免了输入的电流的降低。
根据本发明的电力转换装置的第15方式，避免了构成单相全桥整流电路的整流元件中的反向恢复现象，从而避免了效率变差。
根据本发明的电力转换装置的第16方式，阻止了第1电容器或第2电容器的放电。
根据以下的详细的说明和附图，本发明的目的、特征、方式以及优点变得更加清楚。
附图说明
图1是例示在任意实施方式中均采用的电力转换装置的结构的电路图。
图2是例示第1实施方式中的电力转换装置的动作的曲线图。
图3是示出第2动作中的电流的动作(振る舞い)的曲线图。
图4是示意性地示出第2动作中的电流的动作的曲线图。
图5是示意性地示出第2动作中的电流的动作的曲线图。
图6是示出无桥(bridgeless)型功率因素改善电路和图1的电力转换装置的比较的曲线图。
图7是示出第1变形的结构的电路图。
图8是示出第2变形的结构的电路图。
图9是示出第3变形的结构的电路图。
图10是示出第4变形的结构的电路图。
图11是示出第5变形的结构的电路图。
图12是示出第6变形的结构的电路图。
图13是示出第7变形的结构的电路图。
图14是示出第8变形的结构的电路图。
图15是例示第1～第8变形的结构中的电力转换装置的动作的曲线图。
图16是示出第9变形的结构的电路图。
图17是示出第10变形的结构的电路图。
图18是示出第11变形的结构的电路图。
图19是例示第11变形的结构中的电力转换装置的动作的曲线图。
图20是示出第12变形的结构的电路图。
图21是例示第12变形的结构中的电力转换装置的动作的曲线图。
图22是示出负载电力与输入电流之间的关系的曲线图。
图23是示出负载电力与输入电流之间的关系的曲线图。
图24是例示控制第1开关和第2开关的动作的结构的框图。
具体实施方式
基本的结构.
图1是例示在下述的任意实施方式中均采用的电力转换装置100的结构的电路图。电力转换装置100将单相的交流电压va转换成直流电压vd而将其提供给负载3。交流电压va从电源9输出。
电力转换装置100的转换电力可以被理解为由从电源9提供给电力转换装置100的交流的输入电流ia、交流电压va和功率因素所确定的输入电力，也可以理解为被提供给负载3的负载电力(这由直流电压vd和负载3的阻抗或者根据直流电压vd和负载的大小而变化的电流来确定)。当然，通过忽略电力转换装置100中的电力损耗，使得输入电力与负载电力相等。无论对于输入电力和负载电力中的哪一个，电力转换装置100中的电力损耗通常均在百分之几左右，除非有特殊情况，否则将其忽略考虑是合理的。下面，作为转换电力，以负载电力为例进行说明。
电力转换装置100具备单相全桥整流电路1，电抗器7，电容器21、22，第1开关51和第2开关52。
单相全桥整流电路1具有成对的输入端15、16以及与负载3连接的输出端17、18。输出端17、18相对于输入端15、16在与电源9相反的一侧成对。具体而言，单相全桥整流电路1具有二极管11、12、13、14。二极管11的阳极和二极管13的阴极一同与输入端15连接，二极管12的阳极和二极管14的阴极一同与输入端16连接，二极管11的阴极与二极管12的阴极一同与输出端17连接，二极管13的阳极与二极管14的阳极一同与输出端18连接。
电抗器7连接于输入端15、16中的至少一方与电源9之间。在图1中，电抗器7配置在电源9与输入端15之间，但也可以配置在电源9与输入端16之间。或者，也可以是，在电源9与输入端15之间、以及电源9与输入端16之间分别各配置有一个电抗器7。这是因为，这一对电抗器与一个电抗器7电等效。
一对电容器21、22在输出端17、18之间经由连接点23彼此串联连接。电容器21、22的串联连接承受直流电压vd。
第1开关51连接于输入端16与连接点23之间。在本实施方式中，第2开关52连接于输入端15、16之间。第1开关51的结构和第2开关52的结构本身是公知技术，因此省略其详细的说明，在本实施方式中，第1开关51和第2开关52均可以通过双向半导体开关来实现。例如，在图1中，例示了第1开关51和第2开关52均由igbt(绝缘栅双极型晶体管)和二极管电桥的并联连接构成的情况。
如根据专利文献1、2、3所公知的那样，通过使第1开关51处于导通状态，单相全桥整流电路1和电容器21、22构成倍压整流电路，通过使第1开关51处于非导通状态，单相全桥整流电路1和电容器21、22构成全波整流电路。
此外，通过使第2开关52处于导通状态，实现了在流过电抗器7的电流(在本实施方式中为输入电流ia)的路径中不包含电容器21、22的第1状态。这时，在电抗器7中蓄积经由第2开关52流动的电流产生的能量。通过使第2开关52处于非导通状态，实现了在流过电抗器7的电流的路径中包含电容器21、22中的至少一方的第2状态。在第2开关52从导通状态转变到非导通状态而实现的第2状态中，在第1状态中蓄积的能量经由单相全桥整流电路1被提供给电容器21、22中的至少一方。由此使得电容器21、22中的至少一方的两端电压上升。这样，电抗器7和第2开关52通过第2开关52进行从第1状态到第2状态的切换来进行升压动作。即，第2开关52可以视为与电抗器7，二极管11、12以及电容器21、22一同构成升压电路。
负载3例如是进行直流/交流转换的逆变器和从该逆变器供给交流电力的交流电动机的组合。
第1实施方式.
图2是例示本实施方式中的电力转换装置100的动作的曲线图。波形g0是交流电压va的波形，将表示其值的纵轴的极性以与一般情况相反的方式示出。相反地示出极性只是单纯为了防止与其它波形g1，g2，g3交叉而难以观察的情况。
波形g1是第1开关51和第2开关52均处于非导通状态时(第1动作)的输入电流ia(这里为流过电抗器7的电流)的波形。该情况下，在不进行基于第2开关52和电抗器7的升压动作的状态下进行全波整流。波形g2是第1开关51反复导通状态和非导通状态且第2开关52处于非导通状态时(第2动作)的输入电流ia的波形。该情况下，交替地进行没有基于第2开关52和电抗器7的升压动作的倍压整流和全波整流。在第1动作、第2动作中，实现了第2状态而不是第1状态。波形g3是第1开关51反复导通状态和非导通状态且第2开关52反复导通状态和非导通状态时(第3动作)的输入电流ia的波形。该情况下，伴随着基于第2开关52和电抗器7的升压动作，倍压整流和全波整流交替地进行。
在图2中，符号s1、s2分别用导通/截止(on/off)来表示在第3动作中第1开关51、第2开关52的导通状态/非导通状态。在第3动作中，第1开关51在交流电压va的半周期期间内从导通状态转变到非导通状态一次。这里，半周期期间是指交流电压va取其中央值(根据图2来说是值0)的相邻的一对时刻(根据图2来说是时刻0、0.01(秒)或时刻0.01、0.02(秒))之间的期间。在第3动作中，第2开关52在半周期期间内至少一次从导通状态转变到非导通状态。
这样，为了通过第1开关51实现从导通状态到非导通状态的转变，当然要在交流电压va的周期的1/2长度的期间内(这不一定与前述的半周期期间一致)从非导通状态转变到导通状态一次。但是，第1开关51的从非导通状态到导通状态的转变也可以在上述所定义的半周期期间的相邻的一对时刻的边界进行。在图2中，例示了这样的从非导通状态到导通状态的转变。
同样地，为了通过第2开关52实现从导通状态到非导通状态的转变，当然要以与在半周期期间内从导通状态转变到非导通状态的次数相同的次数，在交流电压va的周期的1/2长度的期间内从非导通状态转变到导通状态。并且，该转换也可以在半周期期间的相邻的一对时刻的边界进行。
在图2中，在第3动作(波形g3)中，第1开关51在时刻0从非导通状态转变到导通状态，在时刻0.005(秒)从导通状态转变到非导通状态，在时刻0.01(秒)从非导通状态转变到导通状态，在时刻0.015(秒)从导通状态转变到非导通状态。第2开关52在时刻0从非导通状态转变到导通状态，在时间0.0025(秒)从导通状态转变到非导通状态，在时刻0.01(秒)从非导通状态转变到导通状态，在时刻0.0125(秒)从导通状态转变到非导通状态。
在第2动作(波形g2)中，第1开关51与第3动作同样地转变，第2开关52则维持非导通状态。在第1动作(波形g1)中，第1开关51和第2开关52均维持非导通状态。
图3是示出第2动作中的输入电流ia的动作的曲线图。但是，这里例示了第1开关51在半周期期间的相邻的一对时刻的边界以外从非导通状态转变到导通状态的情况。在图3中，符号s1用导通/截止来表示第2动作中的第1开关51的导通状态/非导通状态。在第2动作中，交替地进行倍压整流和全波整流。由此，即使维持第2状态，也能够将直流电压vd设定得高于交流电压va的波高值。此外，虽然在规定的相位区间强制性地使电流流过电抗器7在专利文献4中是公知的，但是，由于第2动作还进行全波整流，因此，从能够抑制电流的峰值的观点来看是优选的。图3还示出电容器22两端的电压vc。
基本上，当交流电压va的波高值的绝对值低于电压vc时以及低于电压(vd-vc)时，输入电流ia不流动。即，在第2动作中，流过单相全桥整流器电路1的电流的导通角难以自如地扩大，从而难以改善功率因素。
电容器21、22被分别施加直流电压vd的大致半值vd/2(省略图示)，因此，电压vc、(vd-vc)均为半值vd/2左右的值。但是，由于电容器21、22不会被同时充电，因此，电压vc、(vd-vc)均为稍稍偏离半值vd/2的值。此外，输入电流ia不流动的时刻也偏离vc＝|va|或vd-vc＝|va|的时刻。作为其主要原因之一，考虑是电抗器7和单相全桥整流电路1中的二极管所承受的电压的影响。
图4和图5是示意性地示出第2动作中的输入电流ia的动作的曲线图。在|va|＞vc，|va|＞vd－vc(≈vd/2)的期间内，根据电源电压的正负，流过对电容器21、22中的任意一个充电的电流。特别是在电源电压更高(更大)的|va|>vd的期间内，流过对电容器21，22双方充电的电流。
根据使用图3的说明可以理解，直流电压vd越低，则输入电流ia的导通角则越扩大。由此，如果交流电压va的波形相同，则如图5所示那样直流电压vd较高时的导通角比如图4所示那样直流电压vd较低时的导通角小。即，在第2动作中，直流电压vd大小(高度)和功率因素的高度处于折衷(tradeoff)的关系。
但是，在第3动作中，如图2中作为波形g3所示，在第2开关52处于导通状态且实现第1状态的期间也流动输入电流ia，其导通角大于第2动作。由此，在第3动作中，与第2动作相比较，功率因素更大。而且，不仅进行倍压整流，还进行基于第2开关52和电抗器7的升压动作，因此，能够进一步提高得到的直流电压vd。即，第3动作与第2动作相比较，提高了直流电压vd。
另外，在图2中，例示了第2开关52在半周期期间内从导通状态转变到非导通状态仅一次的情况。然而，即使在半周期期间内多次进行这种转变，也获得同样的效果。该情况下，虽然开关次数增多从而损耗增加，但功率因素的控制性得到提高。
相比于第1动作，第2动作在电力转换装置100整体上的开关次数增加，并且，相比于第2动作，第3动作在电力转换装置100整体上的开关次数增加。开关次数的增加增大了第1开关51和第2开关52的开关损耗和/或导通损耗，并且增加了电力转换装置100中的损耗。
例如，如交错(interleave)型功率因素改善电路或无桥型功率因素改善电路那样，在整个供电周期内进行开关动作的功率因素改善电路(以下暂称为“全开关(fullswitching)型功率因素改善电路”))即使对于不要求较高的功率因素的负载，开关次数也增多，基于效率的观点是不利的。即，对于不要求较大的功率因素的负载，期望通过减少开关次数来提高效率。
实际上，在专利文献5中，虽然还提出了在交错型功率因素改善电路中不进行开关的动作(在专利文献5中参照“非导通模式”)，但是，所产生的直流电压增高，从而增加了后置于全开关类型功率因素改善电路的逆变器中的开关损耗。从降低该逆变器的开关损耗的观点出发，在具有升压功能的部分的开关不进行开关的状况下降低直流电压为优选。
图6是示出无桥型功率因素改善电路和图1的电力转换装置100的比较的曲线图。但是均示出了具有升压功能的部分不进行开关动作的情况。波形g4示出无桥型功率因素改善电路的负载电力与直流电压(图中表述为“直流电压”)之间的关系，波形g5示出电力转换装置100的负载电力与直流电压之间的关系。这样，负载越大(负载电力越大)，电力转换装置100产生的直流电压越低，与此相对，对于无桥型功率因素改善电路，即使增大负载电力，直流电压的降低也很少，并且产生高于电力转换装置100产生的直流电压的直流电压。另外，在交错型功率因素改善电路中，也成为与无桥型同样的直流电压。
这是因为，在全开关型功率因素改善电路中，其开关频率一般较高，因此，即使电抗器的电感较小，电流也被平滑，因此采用电感较小的电抗器。例如，该电感被选定为几百μh左右。由此，由电流流入其中而引起的电压下降很少，其结果，能够将直流电压保持得较高。此外，如果该电感较小，则在不进行开关动作时，存在功率因素变差、交流电流的峰值增大、损耗增大的可能性。与此相对，在进行第2动作的电力转换装置100中，电抗器的电感被选定得较大(例如几mh)，因此，电抗器中的电压下降较多，直流电压也变低，因此，逆变器的开关损耗变小。
根据以上内容，优选的是，根据负载3的大小(即，负载电力：电力转换装置100的转换电力的大小)来选择第1开关51的开关和第2开关52的切换。如上所述，电力转换装置100的动作被划分为第1动作、第2动作、第3动作这三个动作。并且，根据下述理由，优选的是，第1动作、第2动作和第3动作分别在轻负载、中负载、和重负载中采用。具体而言，优选的是，如果负载电力的大小为第1阈值以上，则电力转换装置100采用第3动作，如果负载电力的大小为小于第1阈值的第2阈值以上并且低于第1阈值，则电力转换装置100采用第2动作，如果负载电力的大小低于第2阈值，则电力转换装置100采用第1动作。
在轻负载的情况下，即，如果负载电力的大小低于第2阈值，则重视效率而不要求较高的功率因素。由此，为了降低损耗，优选开关次数较少。此外，即使负载3是由逆变器驱动的电动机，在轻负载时所需的电动机施加电压也较低，因此也无需提高直流电压vd。因此，优选采用第1开关51和第2开关52均处于非导通状态的第1动作。这在像变频空调那样应用于轻负载运转相对于整体的运转时间的比率较大的用途时尤为重要。即，轻负载时的效率越高，则运转时的整体上的电费越低，作为性能指标的apf(annualperformancefactor：全年能源消耗效率)的值也越大。
在重负载的情况下，即，如果负载电力的大小为第1阈值以上，则相比于高效率而更重视较高的直流电压vd和较大的功率因素。当电源9是商用电源时，这些是特别要求的。这是因为，这种商用电源被规定了电流的最大额定值，即使流过的交流电流的有效值相同，也需要提高能够输入到负载3中的有效电力。由此，期望通过扩大输入电流ia的导通角来提高输入功率因素，从而得到更大的负载电力。特别是，在负载3例如是由逆变器驱动的电动机的情况下，为了以高转速和高扭矩驱动电动机，需要进一步提高施加于电动机的电压。基于这种必要性，优选进行提高直流电压vd的第3动作。
与此相对，在中负载的情况下，即，如果负载电力的大小为第2阈值以上且低于第1阈值，则相比于高效率而更重视较高的功率因素。与上述同样地，在负载3例如是由逆变器驱动的电动机的情况下，为了以高转速和高扭矩驱动电动机，优选将直流电压vd提高到也可以不进行所谓的弱励磁(弱磁通)运转的程度。由此，优选的是，进行第2动作，以使第2开关52处于非导通状态，保持实现第2状态的状态而提高直流电压vd。
在第2动作中，能够延长第1开关51处于导通状态的期间以提高直流电压vd。在第3动作中，能够将第1开关51处于导通状态的期间例如设为供电周期的1/4左右，此外，能够延长第2开关52处于导通状态且实现第1状态的期间，从而提高电压vd。
或者，在不假定为中负载的情况而是区分为负载3是重负载还是轻负载这两种的情况下，如果不设定第2阈值而对负载3的输入电力的大小低于第1阈值，则也可以采用第1动作。
第2实施方式.
在本实施方式中，对第3动作的优选方式进行说明。在本实施方式的第3动作中，在半周期期间内，当第1开关51处于导通状态时，进行从第2开关52的导通状态到非导通状态的转变(从第1状态到第2状态的切换)。
通过这样进行动作，使得在第2开关52从导通状态转变到非导通状态的时刻，单相全桥整流电路1和电容器21、22已经作为倍压整流电路发挥作用。由此，即使第2开关52从导通状态转变到非导通状态，输入电流ia也不易降低，能够得到更接近正弦波的、功率因素更高的电流波形。
为了避免输入电流ia的降低，基于以下理由，进一步优选的是，第2开关52从导通状态转变到非导通状态的时刻在从半周期期间的起始点经过半周期的1/6的时刻之后并且直到经过半周期的5/6。
作为倍压整流电路的一部分发挥功能的电容器21、22被充入直流电压vd的大致半值vd/2。由此，对此，第2开关52在非导通状态下为了从电源9流过输入电流ia，必须是|va|≥vd/2。电源9输出这样的值的交流电压va是当交流电压va的相位以交流电压va取其中心值的时刻为基准处于30～150度时(∵sin(π/6)＝sin(5π/6)＝1/2)。由此，如果如上所述选择第2开关52从导通状态转变到非导通状态的时刻，则在该转变之后电流立即从单相全桥整流电路1流到电容器21、22中的至少任意一个，因此避免了输入电流ia的降低。
通过使输入电流ia形成与交流电压va同相位的正弦波状而使得功率因素最佳。因此，更优选的是，当采用上述基准的交流电压va的相位小于90度时(直到交流电压va达到峰值)，当第2开关52从导通状态转变到非导通状态时增加输入电流ia的必要性较高。
当然，也可以是，第2开关52从导通状态转变到非导通状态的时刻在从半周期期间的起始点经过半周期的1/6之后并且直到经过半周期的5/6，并且，在该时刻，第1开关51处于非导通状态。
第3实施方式.
在本实施方式中，对第3动作的优选方式进行说明。当第2开关52处于非导通状态并且实现了第2状态时，一对输入端15、16不短路，电源9和电抗器7串联地连接于双方之间。
假设在这种状态下输入电流ia流过二极管11，电容器21、22，二极管14，则当第1开关51从非导通状态转变到导通状态时，输入电流ia的路径从电容器22、二极管14变更为第1开关51。由此，在二极管14中发生反向恢复现象。
或者，假设输入电流ia流过二极管12，电容器21、22，二极管13，则当第1开关51从非导通状态转变到导通状态时，输入电流ia的路径从电容器21、二极管12变更为第1开关51。由此，在二极管12中发生反向恢复现象。这样的二极管的反向恢复现象在二极管中会引起恢复损耗而导致效率变差，因此不是优选的。
因此，在本实施方式的第3动作中，在半周期期间内，当第2开关51处于导通状态并且实现了第1状态时，进行从第1开关51的导通状态到非导通状态的转变。
另外，如果第2开关52处于导通状态，则一对输入端15、16发生短路，因此，第1开关51是处于导通状态还是非导通状态对于输入电流ia和电容器21、22的电压都不会产生影响。这是因为，输入电流ia流过阻抗比单相全桥整流电路1和电容器21、22的结构低的第2开关52而实现第1状态，单相全桥整流电路1不会成为电容器21、22的放电路径。
由此，第1开关51从非导通状态转变到导通状态也可以在第2开关52从导通状态转变到非导通状态的时刻之前。例如，第1开关51和第2开关52也可以同时从非导通状态转变到导通状态。
电路结构的变形.
下面例示第2开关52的变形。第1开关51的结构被简化而作为简单的开关进行了图示。
与图1中示出的结构相比，图7至10中均示出了第2开关52连接于一对输入端15、16与输出端17、18中的一方(根据图7、图8而言为输出端18，根据图9、图10而言为输出端17)之间的结构作为电路图。并且，第2开关52不是双向开关，而是构成为能够利用其导通而使得电流流向一个方向的开关。
在图7的结构(第1变形)中，第2开关52具有igbt52a和二极管11a、12a。二极管11a的阳极与输入端15连接，二极管12a的阳极与输入端16连接。二极管11a的阴极、二极管12a的阴极、igbt52a的集电极公共连接，igbt52a的发射极与输出端18连接。即，在第1变形中，第2开关52构成为能够利用其导通而使得电流无论从输入端15、16中的哪一个都流向输出端18的开关。
在图8的结构(第2变形)中，第2开关52具有igbt52b、52c。igbt52b的集电极与输入端15连接，igbt52c的集电极与输入端16连接。igbt52b的发射极、igbt52c的发射极、输出端18公共连接。即，在第2变形中，第2开关52也构成为能够利用其导通而使得电流无论从输入端15、16中的哪一个都流向输出端18的开关。
在图9的结构(第3变形)中，第2开关52具有igbt52i和二极管13a，14a。二极管13a的阴极与输入端15连接，二极管14a的阴极与输入端16连接。二极管13a的阳极、二极管14a的阳极、igbt52i的发射极公共连接，igbt52i的集电极与输出端17连接。即，在第3变形中，第2开关52构成为，能够利用其导通而使得电流从输出端17流向输入端15、16双方的开关。
在图10的结构(第4变形)中，第2开关52具有igbt52j、52f。igbt52j的发射极与输入端15连接，igbt52f的发射极与输入端16连接。igbt52j的集电极、igbt52f的集电极、输出端17公共连接。即，在第4变形中，第2开关52构成为能够利用其导通而使得电流从输出端17流向输入端15、16双方的开关。
另外，在第1变形和第3变形中，构成第2开关52的要素的数量看起来是相同的，并且它们的动作如后述那样也是同等的。但是，在实际应用的情况下，基于以下理由，通常应用第1变形。即，在第1变形中，igbt52a的发射极与直流电压vd的负电位侧连接，因此，igbt52a的驱动用信号和驱动用电源的基准电位成为直流电压vd的负电位侧，能够以与产生驱动用信号的控制电路(未图示)相同的基准电位使其动作。与此相对，在第3变形中，无法使igbt52i的驱动信号和驱动用电源的基准电位成为与所述控制电路的基准电位(直流电压vd的负电位侧)相同的电位，因此，需要电位不同的独立的igbt驱动用电源和驱动用信号的电平转换电路。由此，基于避免电路的复杂化和成本提升的观点，优选应用第1变形而不是第3变形。
该观点对于第2变形和第4变形也是同样的。特别是在第4变形中，由于igbt52j和igbt52f的发射极不共用，因此igbt驱动用电源和驱动用信号的电平转换(levelshift)与各自的igbt对应地每个需要两个。因此，基于上述观点的第2变形和第4变形之间的差异比基于上述观点的第1变形和第3变形之间的差异更明显。出于这个原因，通常应用第2变形而不是第4变形。
与图1中示出的结构相比，图11、图12中均是第2开关52设置在输出端17、18之间，能够利用其导通使电流从输出端17流向输出端18。具体而言，第2开关52由具有与输出端17连接的集电极和与输出端18连接的发射极的igbt构成。
此外，在图11的结构(第5变形)中，二极管52d在输出端17与连接点23之间与电容器21串联连接。二极管52d的正向与对电容器21进行充电的电流流动的方向、即从输出端17朝向电容器21的方向一致。二极管52d夹在输出端17与电容器21之间。具体而言，二极管52d的阳极与输出端17连接，二极管52d的阴极经由电容器21与连接点23连接。
此外，在图12的结构(第6变形)中，二极管52e在输出端18与连接点23之间与电容器22串联连接。二极管52e的正向与对电容器22进行充电的电流流动的方向、即从输出端22朝向输出端18的方向一致。二极管52e夹在输出端18与电容器22之间。具体而言，二极管52e的阴极与输出端18连接，二极管52e的阳极经由电容器22与连接点23连接。
在第1～第6变形中，与第1实施方式的第2开关52同样地进行第2开关52的动作，能够实现第3动作。即，利用第2开关52的切换进行第1状态与第2状态之间的转变。
然而，在第1～第6变形中，应当避免第1开关51和第2开关52均处于导通状态的状况、即在第1状态且第1开关51导通的状况。这是因为，在这样的状况下，第1开关51和第2开关52构成电容器21、22中的至少任意一个的放电路径。具体而言，在图7、图8、图11所示的结构(第1变形、第2变形、第5变形)中形成电容器22的放电路径，在图9、图10、图12(第3变形、第4变形、第6变形)所示的结构中形成电容器21的放电路径。
由此，在第1～第6变形的情况下，从第1状态到第2状态的切换、这里是第2开关52的从导通状态到非导通状态的转变需要在第1开关51处于非导通状态时进行。因此，第2开关52的从导通状态到非导通状态的转变无法实现在第1开关51的导通状态下进行的第2实施方式中的第3动作。由此，与第2实施方式相比较，在第1～第6变形中，输入电流ia降低，功率因素变低。
而且，在第5变形(图11)中，二极管52d存在于电容器21的充电路径中，在第6变形(图12)中，二极管52e存在于电容器22的充电路径中。由此，在进行全波整流、倍压整流中的任何一个的情况下，损耗增加了与二极管的导通损耗对应的量。
此外，在第1～第6变形中，从第1开关51的非导通状态到导通状态的转变需要在实现了第2状态时、这里是第2开关52处于非导通状态时进行。因此，从第1开关51的非导通状态到导通状态的转变无法实现在第2开关52的导通状态下进行的第3实施方式中的第3动作。因此，与第3实施方式相比较，该变形会引起二极管的反向恢复现象从而使效率变差，从这一点来看不是优选。
图13是示出第7变形的结构的电路图，图14是示出第8变形的结构的电路图。在第7变形和第8变形中，分别例示出将第5变形(图11)、第6变形(图12)中的电抗器7分割开而配置在比单相全桥整流电路1更靠电容器21、22侧的结构。具体而言，设置一对电抗器7a、7b来代替电抗器7。电抗器7a与输出端17连接，电抗器7b与输出端18连接。
在第7变形(图13)中，二极管52d在输出端17与连接点23之间，夹在电容器21与电抗器7a之间而与电容器21和电抗器7a串联连接。并且，二极管52d的正向与对电容器21进行充电的电流流动的方向一致。电抗器7a夹在输出端17与二极管52d之间。具体而言，二极管52d的阳极经由电抗器7a与输出端17连接，二极管52d的阴极经由电容器21与连接点23连接。
在第8变形(图14)中，二极管52e在输出端18与连接点23之间，夹在电容器22与电抗器7b之间并与电容器22和电抗器7b串联连接。并且，二极管52e的正向与对电容器22进行充电的电流流动的方向一致。电抗器7b夹在输出端18与二极管52e之间。具体而言，二极管52e的阴极经由电抗器7b与输出端18连接，二极管52e的阳极经由电容器22与连接点23连接。
上述一对电抗器7a、7b在电容器21、22的串联连接的两端之间经由单相全桥整流电路1与电源9串联连接，在这点上与图1、图7～图12所示的电抗器7是共同的。在第7变形(图13)、第8变形(图14)中的任意一个中，第2开关52都在输出端17、18之间夹在电抗器7a、7b之间，与电抗器7a、7b串联连接。
在上述结构中，电抗器7a、7b与图9的电抗器7同样地发挥功能。可以视为第2开关52与电抗器7a、7b，二极管52d(或二极管52e)以及电容器21、22一同构成升压电路。
而且，在第7变形例(图13)所示的结构中，即使第1开关51和第2开关52均处于导通状态，电抗器7a也减小电容器22的放电电流。同样地，在第8变形(图14)所示的结构中，即使第1开关51和第2开关52均处于导通状态，电抗器7b也减小电容器21的放电电流。
然而，为了在第7变形(图13)所示的结构中阻止电容器22的放电电流，在第8变形(图14)所示的结构中阻止电容器21的放电电流，期望能够避免第1开关51和第2开关52均处于导通状态的状况。
图15是例示第1～第8变形(图7～图14)中的电力转换装置100的动作的曲线图，与图2对应。波形g0、符号s1，s2与参照图2进行的说明中使用的定义同义。波形g6示出输入电流ia的波形。
在第1～第8变形中，在第3动作中，第1开关51在交流电压va的半周期期间内从导通状态转变到非导通状态一次。此外，第2开关52在半周期期间内至少一次从导通状态转变到非导通状态。
但是，在第1～第8变形中，在半周期期间内，从第2开关52的导通状态转变到非导通状态(这可以看作是由第2开关52从第1状态切换到第2状态)之后，第1开关51从非导通状态转变到导通状态。利用第1开关51、第2开关52的这样的动作，避免了双方导通的状态。
但是，如波形g6所显露的那样，在第2开关52处于非导通状态之后直到第1开关51处于导通状态的期间内，输入电流ia的绝对值减小，功率因素变差。
图16是示出作为对于第1、第2、第5、第7变形(图7、图8、图11、图13)中的任何一个变形都能够应用的另一变形的第9变形的结构的电路图。图17是示出作为对于第3、第4、第6、第8变形(图9、图10、图12、图14)中所示的任何一个变形都能够应用的另一变形的第10变形的结构的电路图。其中，图16仅提取并局部地示出了连接第2开关52，电容器22，二极管13、14的附近，图17仅提取并局部地示出了连接第2开关52，电容器21，二极管11、12的附近。
此外，关于图16中用括弧围住示出的电抗器7b，在将图16的结构应用于第7变形(图13)的结构的情况下存在，而在应用于第1、第2、第5变形(图7、图8、图11)的结构的情况下不存在，只是布线。同样地，关于图17中用括弧围住示出的电抗器7a，在将图17的结构应用于第8变形(图14)的结构的情况下存在，而在应用于第3、第4、第6变形(图9、图10、图12)的结构的情况下不存在，只是布线。
在第9变形(图16)的结构中，无论是存在电抗器7b还是不存在电抗器7b的情况下，二极管52e都在输出端18与连接点23之间与电容器22串联连接。二极管52e的正向与对电容器22进行充电的电流流动的方向、即从输出端22朝向输出端18的方向一致。
在存在电抗器7b的情况下，二极管52e在输出端18与连接点23之间，夹在电抗器7b与电容器22之间并与电抗器7b和电容器22串联连接。二极管52e与输出端18一同夹着电抗器7b。
在第10变形(图17)的结构中，无论是存在电抗器7a还是不存在电抗器7a的情况下，二极管52d都在输出端17与连接点23之间与电容器21串联连接。二极管52d的正向与对电容器21进行充电的电流流动的方向、即从输出端17朝向电容器21的方向一致。
在存在电抗器7a的情况下，二极管52d在输出端17与连接点23之间，夹在电抗器7a与电容器21之间并与电抗器7a和电容器21串联连接。二极管52d与输出端17一同夹着电抗器7a。
由此，在第9变形和第10变形中，即使在第1开关51和第2开关52双方导通的情况下，在电容器21、22的放电路径中也介入了与放电电流的方向逆向的二极管。因此，无论是执行第2实施方式中的第3动作还是执行第3实施方式中的第3动作，都能阻止电容器21、22的放电。
另外，与第5变形(图11)、第6变形(图12)的结构相比较，第7变形(图13)、第8变形(图14)的结构与图16、图17所示的变形的应用有无无关地，当第1开关51导通而进行倍压整流时，也需要电抗器7b或电抗器7a，从这一点来看是不利的。
图18是示出第11变形的结构的电路图。第2开关52具有开关要素52g、52h。开关要素52g连接于输出端17与输入端15之间，开关要素52h连接于输出端18与输入端15之间。这种第2开关52本身例如在专利文献6中进行了介绍。
这里，例示出开关要素52g、52h均由igbt构成的情况。具体而言，例示出开关要素52g通过具有与输出端17连接的集电极和与输入端15连接的发射极的igbt实现，开关要素52h通过具有与输出端18连接的集电极和与输入端15连接的发射极的igbt实现的情况。
通过开关要素52g的导通，使得电流能够从输出端17流向输入端15。通过开关要素52h的导通，使得电流能够从输出端15流向输入端18。
在输入端15的电位高于输入端16的电位的半周期期间内，通过开关要素52h的导通，使得在电抗器7中流动的电流(这里为输入电流ia)经由开关要素52h和二极管14而流动。由此，在该电流流过的路径中不包含电容器21、22，从而实现了第1状态。
此外，在该半周期期间内，通过使开关要素52成为非导通，由此使得在流过电抗器7的电流的路径中至少包含电容器21，从而实现了第2状态。如果第1开关51导通，则在该路径中包含有电容器21，如果第1开关51非导通，则在该路径中包含有电容器21、22。
即，可以说，在该半周期期间内，开关要素52h进行第1状态与第2状态之间的切换。这种切换不依赖于开关要素52g的导通/非导通。
同样地，在输入端15的电位低于输入端16的电位的半周期期间内，通过开关要素52g的导通，使得在电抗器7中流动的电流经由开关要素52g和二极管12流入。由此，在该电流流过的路径中不包含电容器21、22，从而实现了第1状态。
此外，在该半周期期间内，通过使开关要素52成为非导通，由此使得在流过电抗器7的电流的路径中至少包含电容器22，从而实现了第2状态。如果第1开关51导通，则在该路径中包含有电容器22，如果第1开关51非导通，则在该路径中包含有电容器21、22。
即，可以说，在该半周期期间内，开关要素52g进行第1状态与第2状态之间的切换。这种切换不依赖于开关要素52h的导通/非导通。
根据以上内容，可以说，在第11变形(图18)的结构中，第2开关52也进行第1状态与第2状态之间的切换。
如上所述，由于开关要素52g、52h双方不会导通，因此，如果第1开关51不导通，则电容器21、22不放电。
然而，在输入端15的电位高于输入端16的电位的半周期期间内，开关要素52h导通，此外，当第1开关51导通时，经由开关要素52h和第1开关51对电容器22放电的电流从输入端15、16经由电源9、电抗器7流入。同样地，在输入端15的电位低于输入端16的电位的半周期期间内，开关要素52g导通，此外，当第1开关51导通时，经由开关要素52g和第1开关51对电容器21放电的电流从输入端15、16经由电源9、电抗器7流入。虽然流过电抗器7的电流(即，输入电流ia)由于这些放电电流而增大，但这种增大无助于负载电力。
因此，为了阻止电容器21、22的放电，进而、为了避免无助于负载电力的输入电流ia的增大，优选的是，避免第1开关51和第2开关52均处于导通状态的状况(即，第1开关51和开关要素52g均处于导通状态的状况、或者第1开关51和开关要素52h均处于导通状态的状况)。
图19是例示第11变形(图18)中的电力转换装置100的动作的曲线图，与图2对应。波形g0、g6，符号s1与参照图15进行的说明中使用的定义同义。符号s2g，s2h分别用导通/截止来表示第3动作中的开关要素52g，52h的导通状态/非导通状态。
在第11变形中，在第3动作中，第1开关51在交流电压va的半周期期间内从导通状态转变到非导通状态一次。此外，将第2开关52(将开关要素52g，52h一并)作为整体来看，在半周期期间内至少一次从导通状态转变到非导通状态。但是，与图15中所示的情况类似地，在半周期期间内，从第2开关52的导通状态转变到非导通状态(这可以看作是由第2开关52从第1状态切换到第2状态)之后，第1开关51从非导通状态转变到导通状态。利用第1开关51、第2开关52的这样的动作，避免了双方导通的状态。
图20是示出第12变形的结构的电路图，具有相对于第11变形的结构追加了二极管52d、52e而形成的结构。二极管52e夹在输出端18与电容器22之间而与电容器22串联连接在输出端18与连接点23之间，其正向与对电容器22充电的电流流动的方向一致。具体而言，二极管52e的阳极在与连接点23相反的一侧与电容器22连接，二极管52e的阴极与输出端18连接。二极管52d夹在输出端17与电容器21之间而与电容器21串联连接在输出端17与连接点23之间，其正向与对电容器21充电的电流流动的方向一致。具体而言，二极管52d的阴极在与连接点23相反的一侧与电容器21连接，二极管52d的阳极与输出端17连接。
根据第12变形，与第9变形(图16)和第10变形(图17)同样地，无论是执行第2实施方式中的第3动作还是执行第3实施方式中的第3动作，都能阻止电容器21、22的放电。
图21是例示第12变形(图20)中的电力转换装置100的动作的曲线图，与图19对应。波形g0、g1、g2、g3，符号s1与参照图2进行的说明中使用的定义同义，符号s2g、s2h与参照图19进行的说明中使用的定义同义。在第12变形中，如波形g3所示，与第12变形中的波形g6相比，功率因素得到改善。
关于阈值的变形
图22是示出负载电力与输入电流ia之间的关系的曲线图。如上所述，负载电力是转换电力的一例，即使将其改写为输入电力，以下的说明也是适当的。
曲线c1、c2、c3分别通过虚线示出第1动作、第2动作、第3动作中的上述关系。如上所述，功率因素在第2动作中相比于第1动作得到改善(增加)，功率因素在第3动作中相比于第2动作得到改善(增加)。
通常，电源9是商用电源，并且以交流电压va的有效值稳定的恒定电压来进行供给，负载电力与输入电流ia和功率因素之积成比例。由此示出如下这样的输入电流ia：如果负载电力相等，则曲线c2低于曲线c1，曲线c3低于曲线c2。此外，即使在相同的动作状态下，通常也是输入电流ia较大的一方的功率因素大。
在上述实施方式或变形中，曲线g8示出如果负载电力为第1阈值w1以上则电力转换装置100采用第3动作、如果负载电力为小于第1阈值w1的第2阈值w2以上且低于第1阈值w1则电力转换装置100采用第2动作、如果负载电力低于第2阈值w2则电力转换装置100采用第1动作时的负载电力与输入电流ia之间的关系。曲线g8在负载电力的大小低于第2阈值w2处与曲线c2一致，在负载电力的大小为第2阈值w2以上且低于第1阈值处与曲线c2一致，在负载电力的大小为第1阈值w1以上处与曲线c3一致。
当负载电力在低于第2阈值w2处增大时，输入电流ia上升。并且，当负载电力增大而达到第2阈值w2时，电力转换装置100的动作从第1动作转变到第2动作，由此，输入电流ia从值i2u降低到值i2d。这是因为通过上述转变改善(增加)了功率因素。
当负载电力在低于第1阈值w1处进一步增大时，输入电流ia也进一步上升。并且，当负载电力增大而达到第1阈值w1时，电力转换装置100的动作从第2动作转变到第3动作，由此，输入电流ia从值i1u降低到值i1d。
当负载电力在第1阈值w1以上处进一步增大时，输入电流ia也进一步上升。
由此，当负载电力增大时，可以采用输入电流ia来代替负载电力作为用于使电力转换装置100的动作在第1动作、第2动作、第3动作之间转变的基准。
具体而言，如果即使输入电流ia上升也低于值i2u，则电力转换装置100进行第1动作。即，第1开关51处于非导通状态，在不切换第2开关52的情况下实现第2状态。
如果输入电流ia上升而从低于值i2u达到值i2u，则电力转换装置100进行第2动作。即，在不切换第2开关52的情况下实现了第2状态，保持此状态，第1开关51在半周期期间内从导通状态转变到非导通状态一次。
如果输入电流ia上升而从低于值i1u达到值i1u，则电力转换装置100进行第3动作。即，第1开关51在半周期期间内从导通状态转变到非导通状态一次，第2开关52在半个周期期间内至少进行一次从第1状态向第2状态的切换。即使输入电流ia进一步上升，也维持第3动作。
在负载电力减少的情况下也同样。当负载电力减少而达到第1阈值w1时，电力转换装置100的动作从第3动作转变到第2动作，由此，输入电流ia从值i1d上升到值i1u。这是因为由于上述转变而使得功率因素变差(降低)。
当负载电力在第2阈值w2以上处进一步减少时，输入电流ia也进一步降低。并且，当负载电力减少并达到第2阈值w2时，电力转换装置100的动作从第2动作转变到第1动作，由此，输入电流ia从值i2d上升到值i2u。
当负载电力在低于第1阈值w1处进一步减少时，输入电流ia也进一步降低。
由此，当负载电力减少时，可以采用输入电流ia来代替负载电力作为用于使电力转换装置100的动作在第1动作、第2动作、第3动作之间转变的基准。
具体而言，如果即使输入电流ia降低也在值i1d以上，则维持第3动作。如果输入电流ia进一步降低并达到值i1d，则电力转换装置100的动作从第3动作转变到第2动作。如果输入电流ia进一步降低并达到值i2d，则电力转换装置100的动作从第2动作转变到第1动作。即使输入电流ia进一步降低，也维持第1动作。
根据以上内容，关于电力转换装置100的动作，也可以通过以输入电流ia来代替负载电力的判断来控制第1开关51和第2开关52的动作。另外，考虑到输入电流ia暂时上升而从第2动作转变到第3动作，然后当输入电流ia降低时又从第3动作转变到第2动作的情况，优选具有i1u＞i1d的关系。同样地，优选具有i2u>i2d的关系。此外，图22中例示了具有i1d＞i2u的关系的情况。
由此，例如，当输入电流ia为值i1u以上时，可以采用第3动作作为电力转换装置100的动作，当输入电流ia为值i2u以上且低于值i1d时，可以采用第2动作作为电力转换装置100的动作，当输入电流ia低于值i2d时，可以采用第1动作作为电力转换装置100的动作。
对于作为动作转变的依据的输入电流ia的阈值，与负载电力的第1阈值w1对应地采用一对值i1u、i1d，对于第2阈值w2则采用一对值i2u、i2d。这也可以如下那样考虑：对于输入电流ia的阈值，当输入电流ia上升时，与第1阈值w1对应地采用值i1u，与第2阈值w2对应地采用值i2u；当输入电流ia降低时，与第1阈值w1对应地采用值i1d，与第2阈值w2对应地采用值i2d。
换句话说，也可以说，用于确定电力转换装置100的动作的输入电流ia的阈值在输入电流ia上升时和降低时有所不同，呈现滞后(hysteresis)。
另外，负载电力的第1阈值和第2阈值也可以呈现滞后。图23是示出导入这种滞后时的负载电力与输入电流ia之间的关系的曲线图。曲线c1、c2、c3都是在图22中进行了说明的图。在上述实施方式或变形中，曲线g9示出如果负载电力为第1阈值以上则电力转换装置100采用第3动作、如果负载电力为小于第1阈值的第2阈值以上且低于第1阈值则电力转换装置100采用第2动作、如果负载电力低于第2阈值则电力转换装置100采用第1动作时的负载电力与输入电流ia之间的关系。
值w1u、w2u分别是负载电力增大时的第1阈值和第2阈值，值w1d、w2d分别是负载电力减少时的第1阈值和第2阈值。在图23中，例示了具有w1u>w1d>w2u>w2d的关系的情况。
具体而言，当负载电力增大时，如果负载电力低于值w2u，则电力转换装置100进行第1动作，曲线g9与曲线c1一致。负载电力增大而从低于值w2u至达到值w1u，电力转换装置100进行第2动作，曲线g9与曲线c2一致。由此，当负载电力增大时，当负载电力取值w2u时，曲线g9经由路径gu2从曲线c1移动到曲线c2。如果负载电力增大而从低于值w1u变为值w1u以上时，则电力转换装置100进行第3动作，曲线g9与曲线c3一致。由此，当负载电力增大时，当负载电力取值w1u时，曲线g9经由路径gu1从曲线c2移动到曲线c3。
当负载电力减少时，如果负载电力为值w1d以上，则电力转换装置100进行第3动作，曲线g9与曲线c3一致。负载电力减少而从低于值w1d至达到值w2d，电力转换装置100进行第2动作，曲线g9与曲线c2一致。由此，当负载电力减少时，当负载电力取值w1d时，曲线g9经由路径gd1从曲线c3移动到曲线c2。如果负载电力减少而低于值w2d，则电力转换装置100进行第1动作，曲线g9与曲线c1一致。由此，当负载电力减少时，当负载电力取值w2d时，曲线g9经由路径gd2从曲线c2移动到曲线c1。
这样，即使在负载电力的第1阈值、第2阈值具有滞后的情况下，也能够进行输入电流ia和阈值的比较以确定电力转换装置100的动作。具体而言，可以是，负载电力取值w2u时的第1动作中的输入电流ia采用输入电流ia上升时的第2阈值对应的值i2u，负载电力取值w2d时的第2动作中的输入电流ia采用输入电流ia降低时的第2阈值对应的值i2d，负载电力取值w1u时的第2动作中的输入电流ia采用输入电流ia上升时的第1阈值对应的值i1u，负载电力取值w1d时的第3动作中的输入电流ia采用输入电流ia降低时的第1阈值对应的值i1d。
但是，基于输入电流ia暂时上升之后又降低的情况、或者负载电力暂时增大之后又减少的情况下的、第1动作与第2动作之间的、或第2动作与第3动作之间的转变的观点，优选具有w1u＞w1d＞w2u＞w2d的关系。
换句话说，不仅i1u＞i1d，更优选的是，在第2动作中输入电流ia取值i1u时的负载电力大于在第3动作中输入电流ia取值i1d时的负载电力。同样，不仅i2u＞i2d，更优选的是，在第1动作中输入电流ia取值i2u时的负载电力大于在第2动作中输入电流ia取值i2d时的负载电力。
可知的是，上述说明无论在具有w1＝w1u＝w1d的关系的情况下还是具有w2＝w2u＝w2d的关系的情况下都是适当的。此外，在w1＝w1u＝w1d且w2＝w2u＝w2d的情况下，使用图22的说明与使用图23的说明一致。此外，可以设w1＝w2，不使用第2动作而仅允许第1动作与第3动作之间的转变，也可以设w1＞w2＝0，不使用第1动作而仅允许第2动作与第3动作之间的转变。
在上述实施方式及变形中的任何一个中，都根据第1开关51、第2开关52的动作来规定第1开关51、第2开关52。也可以将上述实施方式及变形中的任何一个理解为如下方法：该方法用于控制第1开关51的导通/非导通的动作、第2开关52的导通/非导通的动作、或由第2开关52进行的第1状态和第2状态之间的切换。
图24是例示控制第1开关51、第2开关52的动作的结构的框图。为了简单起见，省略电力转换装置100的内部结构并简化第1开关51、第2开关52进行了描绘。
控制电路200生成控制第1开关51的动作的信号j1以及控制第2开关52的信号j2。信号j1被传送给第1开关51，信号j2被传送给第2开关52。信号j1例如针对第1开关51被传送给图1所示的igbt的栅极。信号j2例如针对第2开关52被传送给图1及图11～图14所示的igbt的栅极。
或者，信号j2被传送给igbt52a、52i(分别参照图7、图9)各自的栅极。或者，信号j2被共同传送给igbt52b、52c(参照图8)各自的栅极，或者被共同传送给igbt52j、52f(参照图10)各自的栅极。或者，信号j2是被传送给构成开关要素52g、52h(参照图18、图20)的igbt的栅极并将这些igbt彼此排他地导通(参照图19、图21的符号s2g，s2h)的一对信号。
控制电路200输入均利用公知技术测定出的交流电压va、输入电流ia、直流电压vd以及由电力转换装置100供给至负载3的负载电流id中的至少任意一个。
在采用负载电力作为转换电力的情况下，例如，控制电路200被输入直流电压vd和负载电流id。控制电路200计算负载电力，进行负载电力和第1阈值w1(或值w1u、w1d)的比较，或者进一步进行负载电力和第2阈值w2(或值w2u、w2d)的比较，生成信号j1、j2。
在采用输入电力作为转换电力的情况下，例如，控制电路200被输入直流电压va和输入电流ia。控制电路200计算输入电力，进行输入电力和第1阈值w1(或值w1u、w1d)的比较，或者进一步进行输入电力和第2阈值w2(或值w2u、w2d)的比较，生成信号j1、j2。
或者，控制电路200输入输入电流ia，进行输入电流ia和值i1u、i1d中的至少一方的比较，或者进一步进行输入电流ia和值i2u、i2d中的至少一方的比较，生成信号j1、j2。
与由上述实施方式、变形所示的第1开关51、第2开关52的动作相整合，利用公知技术生成信号j1、j2。控制部200构成为包含例如微型计算机和存储装置。微型计算机执行在程序中记述的各处理步骤(换言之过程)。上述存储装置例如能够由rom(readonlymemory：只读存储器)、ram(randomaccessmemory：随机存取存储器)、可改写的非易失性存储器(eprom(erasableprogrammablerom)等)、硬盘装置等各种存储装置中的1个或多个构成。该存储装置存储各种信息或数据等，存储微型计算机执行的程序，并且提供用于执行程序的作业区域。另外，可以理解为微型计算机作为与在程序中记述的各处理步骤对应的各种单元发挥功能，或者可以理解为实现与各处理步骤对应的各种功能。此外，控制部200不限于此，还可以通过硬件来实现由控制电路200执行的各种过程或要实现的各种单元或各种功能的一部分或全部。
关于通过上述的第1开关51的导通/截止以及基于第2开关52实现的第1状态/第2状态的切换来变更电力转换装置100的动作的定时，根据转换电力或输入电流的值来进行变更，由此能够在较大的动作范围内将功率因数调整为更高的值。
虽然详细地说明了本发明，但是，上述说明在全部方式中均是例示，本发明并不限于此。可以理解的是，在不脱离本发明的范围的情况下能够想到未例示的无数变形例。