双有源全桥变流器全功率范围内的高效率的调制方法与流程
本发明涉及DC/DC变流器，特别是一种双有源全桥变流器全功率范围内的高效率的调制方法。
背景技术：
随着电力电子技术的发展，高频隔离功率转换技术将越来越多的应用到电网中，成为实现电网中快速灵活控制的重要手段。基于移相控制(Phase shift modulation scheme,PSMS)技术的双有源全桥变流器(Dual Active Bridge-Isolated Bidirectional DC/DC Converter，简称为DAB)具有功率密度高、动态响应快、容易实现软开关、功率能双向流动等优点，在不间断电源、电动汽车、固态变压器等场合广受欢迎。常见的DAB变流器控制方式为移相控制，在高频变压器的原边端口和副边端口产生具有相对相移的电压方波，同时通过控制原边和副边两个全桥电路斜对角开关器件驱动的相对相移，改变电压方波的占空比，从而调节流经变流器的功率。根据控制变量的选择，常见的DAB变流器的调制方式有：单移相调制(Single phase shift modulation,SPSM)、双重移相调制(Dual phase shift modulation,DPSM)、扩展移相调制(Extended phase shift modulation,EPSM)和三重移相调制(Triple phase shift modulation,TPSM)等。其中TPSM具有三个独立的控制量，是最一般的调制方式，SPSM、DPSM和EPSM均可以视为TPSM的简化形式。因而TPSM最具有灵活性，可以通过合理地约束控制量之间的关系，使得DAB变流器在传输相同的功率时，减小流经变压器电流的有效值，降低器件的电流应力，从而提高系统效率。
对于DAB变流器而言，其流经其电感和变压器电流的谐波值和变流器的损耗直接相关，因此针对其电感电流畸变最小的控制量计算成为一个研究热点。控制量的计算包括对原边和副边全桥的内部移相和原副边之间的移相。考虑到算法要能在嵌入式处理器上运行，必须得到控制量的解析表达式。由于这并不是一个传统的凸优化问题，问题的可行域是非凸的，直接使用已有的凸优化方法存在局限性，并且需要解高次代数方程，因此难以得到控制量之间的表达式。
技术实现要素：
针对上述问题，本发明的目的是提供一种双有源全桥变流器全功率范围内的高效率的调制方法。该方法给出了TPSM三个控制量之间满足的函数关系，其均由初等运算组成，计算过程简单，能够运行在嵌入式处理器(可采用数字信号处理器、单片机中的任何一种)上，同时该调制方法能适应全部的功率范围(包括正向功率流和反向功率流)，实现了电流畸变最小化，提高了变流器的效率。
本发明的技术解决方案如下：
一种双有源全桥变流器全功率范围内的高效率调制方法，所述的双有源全桥变流器由直流电压源、原边单相全桥、副边单相全桥、高频隔离变压器、高频电感L和控制器组成，所述的原边单相全桥H1的4个全控开关器件为S1～S4，副边单相全桥H2的4个全控开关器件为Q1～Q4；所述的的原边单相全桥的直流母线的正极与对应直流电压源的正极相连，原边单相全桥的直流母线的负极与对应的直流电压源的负极相连，原边单相全桥的交流侧通过随时随地高频电感L与高频隔离变压器的原边相连；所述的副边单相全桥的直流母线正极与对应直流负载的正极相连，副边单相全桥的直流母线的负极与对应的直流负载的负极相连，副边单相全桥的交流侧与高频隔离变压器副边相连，所述的高频隔离变压器的变比为n:1；所述的原副边单相全桥的开关器件S1～S4与Q1～Q4的控制信号与所述的控制器对应的开关信号的输出端相连；
所述的控制器包括乘法器、比较器、PI控制器和调制单元，乘法器有两个信号输入端，分别测量所述的双有源全桥变流器的副边直流负载的电压Uo和电流Io，电压Uo和电流Io通过乘法器计算出负载功率Po，负载功率Po与给定功率Pref经比较器输出k，所述的调制单元输出开关控制信号的输出端分别与所述的双有源全桥变流器的原副边全桥相应的开关器件S1～S4与Q1～Q4的控制信号的输入端相连；其特征在于，该方法包括如下步骤：
1)所述的控制器按公式(1)计算电压传输比：
其中，V1为双有源全桥变流器输入电压，V2为双有源全桥变流器输出电压，n为变压器的变比，这三个参数作为初值预先设定；
2)当M≤1时，所述的控制器根据电压传输比M分别确定下列三个分段的传输功率的范围：
低功率段传输功率范围：
中功率段传输功率范围：
高功率段传输功率范围：
其中，fs为双有源全桥变流器的开关频率，L为双有源全桥变流器的电感值，PLow、PMedium、PHigh分别为低功率段传输功率、中功率段传输功率、高功率段传输功率；
3)双有源全桥变流器三个移相比控制量的计算：
当传输功率位于低功率段时，通过下述公式计算相应的移相比控制量：
其中，D1,opt表示原边全桥内部移相比，D2,opt表示副边全桥内部移相比，D0,opt表示原副边之间的移相比；
当传输功率位于中功率段时，通过下述公式计算相应移相比控制量：
当传输功率位于高功率段时，通过下述公式计算相应的移相比控制量：
其中，D1,opt表示原边全桥内部移相比，D2,opt表示副边全桥内部移相比，D0,opt表示原副边之间的移相比；
4)当M≥1时，确定传输功率的三个分段的传输功率的范围：
低功率段：
中功率段：
高功率段：
当传输功率位于低功率段时，通过下述公式计算相应的移相比控制量：
当传输功率位于中功率段时，通过下述公式计算相应的移相比控制量：
当传输功率位于高功率段时，通过下述公式计算相应的移相比控制量：
5)所述的控制器按所述的原边全桥内部移相比D1,opt，副边全桥内部移相比D2,opt，原副边之间的移相比D0,opt生成驱动信号脉冲按时序输入并控制所述的原边单相全桥(H1)、副边单相全桥(H2)的工作，完成调制过程，即可实现双有源全桥变流器在全功率范围内的畸变电流有效值的最小，实现双有源全桥变流器在全功率范围内的最大效率。
D1,opt、D2,opt，、D0,opt分别用D1、D2、D0表示。
本发明双有源全桥变流器全功率范围内的高效率调制方法，通过对变流器电流有效值、传输功率与三个控制量之间的关系进行精细分析，经过严谨的数学推导，得到控制量之间的解析表达式。能够使得在任一确定的传输功率下，变流器产生的电流畸变最小，效率最高。
与现有技术相比，本发明的特点如下：
1.得到的控制量之间的解析表达式简洁，仅由初等运算组成，能直接在嵌入式处理器(可采用数字信号处理器、单片机中的任何一种)上运行，不需要额外增加处理器。
2.本发明调制方法能用于功率正向流动和功率反向流动的场合，能适应任意电压传输比下的情况，能适用于变流器整个功率范围。
3.本发明提升了变流器全功率范围内的效率
附图说明
图1是本发明双有源全桥变流器全功率范围内的高效率调制方法的系统构成图。
图2为TPSM驱动信号时序图及三个控制量D0、D1和D2与各驱动信号之间的关系。
图3为各控制量的计算步骤。
具体实施方式
下面结合实施例和附图对本发明作进一步说明，但不应以此限制本发明的保护范围。
先请参阅图1，图1是本发明双有源全桥变流器全功率范围内的高效率调制方法的系统构成图。图3为一种所述的电流有效值最小化调制方法各控制量的计算步骤。
本发明双有源全桥变流器全功率范围内的高效率调制方法的具体实现如下：
根据变流器稳态运行时的输入电压V1，输出电压V2和变压器变比n，根据式(1)计算电压传输比M。输入电压V1，输出电压V2和变压器变比n由具体装置决定，由设计人员输入到控制器中。同时所述的比例积分(PI)控制器，PI控制器参数kp和ki由预先设定，取值范围为：0.001≤kp≤10，0.001≤ki≤10，用于对传输功率进行闭环，使得输出功率为参考值。
对于M>1的情况，计算低功率段、中功率段和高功率段的分界点。
如图3所示，当M≤1时，当由采样得到的输出端电压信号和电流信号经过乘法器得到输出功率后，与功率参考值进行比较，比较后的结果作为PI控制器的输入信号。PI控制器的输出k作为调制环节的输入，k的幅值限制在0～1.5之间。
首先判断k是否大于1：当k>1时，对应的功率段位于高功率段，按图3中对应式(14)计算D0,opt，并且根据式(7)计算D1,opt和D2,opt。
当1>k>M时，对应的功率段位于中功率段，按D1,opt＝1-k计算D1,opt，并按式(6)计算D0,opt和D2,opt。
当M≥k时，对应的功率段位于低功率段，按D1,opt＝1-k计算D1,opt，并按式(5)计算D0,opt和D2,opt。
当得到三个控制量D0、D1和D2之后，即可根据图2所示时序图生成各器件驱动信号(高电平表示相应器件开通，低电平表示相应器件关断)。
当M>1时，PI控制器的输出k作为调制环节的输入，k的幅值限制在0～1.5之间。首先判断k是否大于1：当k>1时，对应的功率段位于高功率段，按图3中对应式(15)计算D0,opt，并且根据式(13)计算D1,opt和D2,opt。
当1>k>1/M时，对应的功率段位于中功率段，按D2,opt＝1-k计算D2,opt，并按式(12)计算D0,opt和D1,opt。当1/M≥k时，对应的功率段位于低功率段，按D2,opt＝1-k计算D2,opt，并按式(11)计算D0,opt和D1,opt。当得到三个控制量D0、D1和D2之后，即可根据图2所示时序图生成各器件驱动信号，完成调制过程。
由此可见，根据本发明所示的调制方法，实现不同传输功率的情况下，最小化电流有效值，实现全功率范围内的高效率转换。
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