原边电流可控的无辅助绕组隔离式开关电源的电路结构的制作方法

本发明涉及集成电路结构技术领域，尤其涉及集成电路的电源电路结构技术领域，具体是指一种原边电流可控的无辅助绕组隔离式开关电源的电路结构。

背景技术：

传统的自供电隔离式开关电源变压器包含两组绕组，分别是存储能量的原边绕组、供给负载的副边绕组，如图1所示为传统两绕组方式实现集成电路自供电的隔离式开关电源电路结构，其工作原理为：AC交流电经高压整流滤波模块转化为高压直流信号VBUCK，VBUCK加在RST上为双极型高压开关功率管Q0提供基极电流，基极电流经Q0放大后给通过DVCC对CVCC充电。电路开始工作，Q0和M1同步开启，原边电流线性上升，CS电压也就线性上升，当CS电压上升到内部设定值时，辅助开关管M1关断，此时原边电流流经供电二极管DVCC向CVCC充电。当VCC电压到达额定电压时，脉宽调制器关断功率晶体管Q0，结束VCC充电，同时原边能量反激到副边。

由于CS关断电压不是完全由控制芯片内部设定值决定，而是到达设定值后还在继续升高，因而受VCC的充电时间影响。而VCC充电时间在不同负载电流不同输出电压时均不相同，因而CS关断点电压也不相同，也就是说原边电流不相同。由于系统的输出恒流电流直接受制于原边电流值，因而传统结构存在输出恒流精度低的问题。

同时，传统结构RCS只能检测流经辅助开关管M1的电流，无法检测到CVCC充电电流，也就是说控制器无法全完监控到原边电流，因而会有可靠性和安全性问题，系统存在因为原边电流过大而炸机的风险。

技术实现要素：

本发明的目的是克服了上述现有技术的缺点，提供了一种能够实现完全监控原边电流并且提高输出恒流精度的原边电流可控的无辅助绕组隔离式开关电源的电路结构。

为了实现上述目的，本发明的原边电流可控的无辅助绕组隔离式开关电源的电路结构具有如下构成：

该原边电流可控的无辅助绕组隔离式开关电源的电路结构，包括高压整流滤波电路模块、隔离式变压器和集成电路模块，所述的高压整流滤波电路模块为所述的集成电路模块提供直流电，所述的集成电路模块与所述的隔离式变压器的原边相连接。

较佳地，所述的高压整流滤波电路模块包括高压整流滤波电路、交流电源和启动电阻，所述的交流电源的输出端与所述的高压整流滤波电路的输入端相连接，所述的高压整流滤波电路的输出端分别与所述的启动电阻的第一端和所述的集成电路模块的第二输入端相连接，所述的启动电阻的第二端与所述的集成电路模块的第一输入端相连接。

较佳地，所述的集成电路模块包括双极型高压开关功率管、辅助开关管、VCC整流二极管、第三电压跟随器、预关断控制电阻、第一比较器、第二比较器、第一驱动、第二驱动和供电时间调节器，所述的电路结构还包括储能滤波电容和采样电阻，所述的第三电压跟随器的同相输入端接VREF，所述的第三电压跟随器的反相输入端分别与所述的第三电压跟随器的输出端、所述的第一比较器的同相输入端和所述的预关断控制电阻的第一端相连接，所述的第一比较器的反相输入端分别与所述的第二比较器的反相输入端、所述的隔离式变压器的原边绕组的异名端和所述的采样电阻的第二端相连接，所述的第一比较器的输出端与所述的第一驱动的第一输入端相连接，所述的第一驱动的输出端分别与所述的集成电路模块的第一输入端和所述的双极型高压开关功率管的基极相连接，所述的双极型高压开关功率管的集电极与所述的集成电路模块的第二输入端相连接，所述的双极型高压开关功率管的发射极分别与所述的VCC整流二极管的正极和所述的辅助开关管的漏极相连接，所述的VCC整流二极管的负极分别与所述的供电时间调节器的第一端和所述的储能滤波电容的第一端相连接，所述的储能滤波电容的第二端分别与所述的辅助开关管的源极和所述的采样电阻的第一端相连接并接浮地点，所述的供电时间调节器的第二端分别与所述的预关断控制电阻的第二端和所述的第二比较器的同相输入端相连接，所述的第二比较器的输出端分别与所述的第一驱动的第二输入端和所述的第二驱动的输入端相连接，所述的第二驱动的输出端与所述的辅助开关管栅极相连接。

更佳地，所述的供电时间调节器还包括第一电压跟随器、第二电压跟随器、第一PMOS管、第二PMOS管、第一NMOS管、第二NMOS管、第一电阻、第二电阻和第三电阻，所述的第一电压跟随器的同相输入端接VREF，所述的第一电压跟随器的反相输入端分别与所述的第一PMOS管的漏极和所述的第三电阻的第一端相连接，所述的第一电压跟随器的输出端分别与所述的第一PMOS管的栅极和所述的第二PMOS管的栅极相连接，所述的第一PMOS管的源极与所述的第二PMOS管的源极相连接并接VDD，所述的第二PMOS管的漏极分别与所述的第一NMOS管的漏极、所述的第一NMOS管的栅极和所述的第二NMOS管的栅极相连接，所述的第二NMOS管的漏极与所述的供电时间调节器的电流输出端相连接，所述的第二NMOS管的源极与所述的第一NMOS管的源极相连接并接地，所述的第三电阻的第一端分别与所述的第二电压跟随器的输出端和所述的第二电压跟随器的反相输入端相连接，所述的第二电压跟随器的同相输入端分别与所述的第一电阻的第二端和所述的第二电阻的第一端相连接，所述的第一电阻的第一端接VCC，所述的第二电阻的第二端接地。

较佳地，所述的隔离式变压器还包括副边整流二极管，所述的副边整流二极管的正极与所述的隔离式变压器的副边绕组的同名端相连接，所述的副边整流二极管的负极与输出负载相连接。

采用了该发明中的原边电流可控的无辅助绕组隔离式开关电源的电路结构，优化无辅助绕组的开关电源电路架构，完全监控原边电流，提高了系统的可靠性和安全性；利用调节CS预关断电压来实现自供电，保持原边峰值电流的恒定，从而提高系统恒流输出的精度，较小系统的输出纹波，具有广泛的应用范围。

附图说明

图1为现有技术的两绕组方式实现集成电路自供电的隔离式开关电源电路结构的示意图。

图2为本发明的原边电流可控的无辅助绕组隔离式开关电源的电路结构的示意图。

图3为本发明的原边电流可控的无辅助绕组隔离式开关电源的电路结构的的控制方式的示意。

图4为本发明的原边电流可控的无辅助绕组隔离式开关电源的电路结构的供电时间调节器的示意图。

具体实施方式

为了能够更清楚地描述本发明的技术内容，下面结合具体实施例来进行进一步的描述。

该原边电流可控的无辅助绕组隔离式开关电源的电路结构，包括高压整流滤波电路模块、隔离式变压器和集成电路模块，所述的高压整流滤波电路模块为所述的集成电路模块提供直流电，所述的集成电路模块与所述的隔离式变压器的原边相连接。

在一种较佳的实施方式中，所述的高压整流滤波电路模块包括高压整流滤波电路、交流电源和启动电阻，所述的交流电源的输出端与所述的高压整流滤波电路的输入端相连接，所述的高压整流滤波电路的输出端分别与所述的启动电阻的第一端和所述的集成电路模块的第二输入端相连接，所述的启动电阻的第二端与所述的集成电路模块的第一输入端相连接。

在一种较佳的实施方式中，所述的集成电路模块包括双极型高压开关功率管、辅助开关管、VCC整流二极管、第三电压跟随器、预关断控制电阻、第一比较器、第二比较器、第一驱动、第二驱动和供电时间调节器，所述的电路结构还包括储能滤波电容和采样电阻，所述的第三电压跟随器的同相输入端接VREF，所述的第三电压跟随器的反相输入端分别与所述的第三电压跟随器的输出端、所述的第一比较器的同相输入端和所述的预关断控制电阻的第一端相连接，所述的第一比较器的反相输入端分别与所述的第二比较器的反相输入端、所述的隔离式变压器的原边绕组的异名端和所述的采样电阻的第二端相连接，所述的第一比较器的输出端与所述的第一驱动的第一输入端相连接，所述的第一驱动的输出端分别与所述的集成电路模块的第一输入端和所述的双极型高压开关功率管的基极相连接，所述的双极型高压开关功率管的集电极与所述的集成电路模块的第二输入端相连接，所述的双极型高压开关功率管的发射极分别与所述的VCC整流二极管的正极和所述的辅助开关管的漏极相连接，所述的VCC整流二极管的负极分别与所述的供电时间调节器的第一端和所述的储能滤波电容的第一端相连接，所述的储能滤波电容的第二端分别与所述的辅助开关管的源极和所述的采样电阻的第一端相连接并接浮地点，所述的供电时间调节器的第二端分别与所述的预关断控制电阻的第二端和所述的第二比较器的同相输入端相连接，所述的第二比较器的输出端分别与所述的第一驱动的第二输入端和所述的第二驱动的输入端相连接，所述的第二驱动的输出端与所述的辅助开关管栅极相连接。

在一种更佳的实施方式中，所述的供电时间调节器还包括第一电压跟随器、第二电压跟随器、第一PMOS管、第二PMOS管、第一NMOS管、第二NMOS管、第一电阻、第二电阻和第三电阻，所述的第一电压跟随器的同相输入端接VREF，所述的第一电压跟随器的反相输入端分别与所述的第一PMOS管的漏极和所述的第三电阻的第一端相连接，所述的第一电压跟随器的输出端分别与所述的第一PMOS管的栅极和所述的第二PMOS管的栅极相连接，所述的第一PMOS管的源极与所述的第二PMOS管的源极相连接并接VDD，所述的第二PMOS管的漏极分别与所述的第一NMOS管的漏极、所述的第一NMOS管的栅极和所述的第二NMOS管的栅极相连接，所述的第二NMOS管的漏极与所述的供电时间调节器的电流输出端相连接，所述的第二NMOS管的源极与所述的第一NMOS管的源极相连接并接地，所述的第三电阻的第一端分别与所述的第二电压跟随器的输出端和所述的第二电压跟随器的反相输入端相连接，所述的第二电压跟随器的同相输入端分别与所述的第一电阻的第二端和所述的第二电阻的第一端相连接，所述的第一电阻的第一端接VCC，所述的第二电阻的第二端接地。

在一种较佳的实施方式中，所述的隔离式变压器还包括副边整流二极管，所述的副边整流二极管的正极与所述的隔离式变压器的副边绕组的同名端相连接，所述的副边整流二极管的负极与输出负载相连接。

在一种具体的实施方式如图2所示，其中各器件或模块的作用如下：

AC：交流电源；

高压整流滤波模块：将交流电源整流成直流高压电；

VBUCK：高压整流输出稳压直流电；

RST：启动电阻，在启动阶段给Q0提供基极电流，通过Q0的放大作用给CVCC充电；

L1：变压器原边绕组，用来给变压器储能；

L2：变压器副边绕组，用来传输变压器原边存储的能量；

DOUT：副边整流二极管；

输出负载：受供电设备或者测试设备。

VCC：芯片内部电源；

VREF：内部基准电压源；

BUF：电压跟随器；

R1：预关断控制电阻；

COMP1、COMP2：电压比较器

CS：原边电流采样电阻上的电压；

Ip：原边绕组电流；

Ib：双极型高压开关功率管的基极驱动电流；

Q0：双极型高压开关功率管；

M1：MOS辅助开关管；

DVCC：VCC整流二极管；

CVCC：集成电路供电电源VCC的储能滤波电容；

RCS：原边电流采样电阻，将原边电流转化为电压CS；

驱动1：产生Q0的基极驱动电流；

驱动2：产生辅助开关管M1的驱动信号；

输出负载：受供电设备或者测试设备。

该电路结构包括高压整流滤波电路模块、隔离式变压器和集成电路模块。所述高压整流滤波电路模块包括交流电输入端和直流电输出端，所述交流电输入端连接交流电源，所述直流电输出端连接模拟集成电路模块，同时连接启动电阻RST。

所述变压器原边绕组的异名端连接采样电阻RCS，同名端接地。所述变压器副边绕组的同名端通过输出整流二极管DOUT连接输出负载。

所述采样电阻RCS另一端与控制芯片管脚地和VCC电容CVCC的负极相连，因而通过RCS可以同时监控到流经辅助开关管M1和VCC电容CVCC的电流，并且CS检测到的电压为负值。从而可以完全监控原边电流，提高系统的可靠性和安全性。

所述集成电路模块包括双极型高压开关功率管Q0、辅助开关管M1、VCC整流二极管DVCC、电压跟随器BUF、驱动1、预关断控制电阻R1、驱动2及比较器。

其中，双极型高压开关功率管Q0的基极通过启动电阻RST连接所述直流电输出端，Q0的发射极连接所述VCC整流二极管DVCC的阳极，DVCC的阴极连接储能滤波电容CVCC的一端，CVCC的另一端接地，Q0的发射极还连接所述辅助开关管M1的漏极，M1的源极为芯片地，经采样电阻RCS连接变压器的异名端。

BUF的输出端连接到比较器COMP1的反向输入端和预关断控制电阻R1。

VCC供电时间调节器的输入端连接所述整流二极管DVCC的阴极，其输出端连接比较器COMP2的反向输入端，同时连接预关断控制电阻R1。

所述比较器COMP1和COMP2的反相输入端的输入信号为为原边电流采样电阻RCS上的电压CS。COMP1的输出端连接到驱动1的输入端，COMP2的输出端连接到驱动1和驱动2。

该实施方式以无辅助绕组方式实现隔离式开关电源的工作原理为：AC交流电经过高压整流滤波模块转化为高压直流电信号VBUCK，VBUCK加在RST上在启动时为双极型高压开关功率管Q0提供基极电流；VCC电压被VCC供电时间调节器采样，经过内部处理后，输出用于控制VCC充电时间的电流信号来控制预关断。

VCC供电时间调节器采样VCC电压值，并与额定电压比较，其差值转换成预关断控制电流I3。

预关断控制电流I3流经预关断控制电阻R1，产生压降VR1，VR1＝I3×R1。由于系统保持VCS_PK电压不变，因此VCS_PK_PRE等于VCS_PK减去VR1，即VCS_PK_PRE＝VCS_PK–VR1＝VCS_PK–I3×R1。

如图3所示，CS电压线性下降过程中，当CS电压信号小于VCS_PK_PRE信号时，比较器COMP2输出M1关断信号，同时关断Q0的基极驱动电流，使Q0的基极处于高阻状态。利用双极型器件基区电荷存储效应，Q0继续保持开启，同时Q0对CVCC电容供电开始。

此时CS电压继续线性下降，当CS信号小于VCS_PK信号时，比较器COMP1输出Q0关断信号。控制驱动从Q0的基极向外抽取电流，使Q0快速关断，当前周期内，内部自供电结束，副边绕组续流开始。

对于不同输出负载或不同输出电压情况下，系统通过VCC供电时间调节器调节预关断控制电流I3，来调节VCC的充电时间，从而得到稳定的VCC电压。但期间CS电压的峰值能够始终保持为VCS_PK不变，也就是原边峰值电流保持不变，从而使得系统恒流输出电流保持不变。

为了便于理解本发明中的VCC供电时间调节器，举以下实施例详细说明。

在一种更具体的实施方式如图4所示，其中各器件或模块的标识及其作用如下：

VCC：芯片内部电源；

R1、R2：VCC分压电阻；

BUF1、BUF2：电压跟随器，VCC采样电压跟随器；

VREF：内部基准电压源；

R3：差值电流控制电阻；

M1、M2：PMOS管组合成镜像电流源。

M3、M4：NMOS管组合成镜像电流源。

在VCC供电时间调节器实施例中，该VCC供电时间调节器的电路结构包括VCC分压电阻R1和R2、电压跟随器BUF1和BUF2、电阻R3、PMOS管M1和M2、NMOS管M3和M4。

工作原理为：

正常工作时，双极型高压开关功率管与辅助开关管同步开启，在Q0关断信号到来之前的某时刻，系统根据VCC电压计算出所需的VCC充电时间，再利用VCC供电时间调节器控制关断辅助开关管M1，同时关断双极型高压开关功率管的基极驱动电流，利用双极型器件基区电荷存储效应，原边电流开始对VCC供电，实现预关断功能；此后原边电流继续线性上升，当检测到的CS电压到达内部设定值时，控制驱动从该双极型高压开关功率管Q0的基极向外抽取脉冲电流，将其快速关断，当前周期内集成电路供电结束，副边绕组续流开始。

其中，电压随器BUF1的同相输入端连接内部基准电压源VREF，反向输入端连接PMOS管M1的漏极，其输出端连接PMOS管M1和M2的栅极，M1和M2的源极连接芯片内部电源VCC，M1和M2构成镜像电流源，在VCC采样电压低于VREF时，由于b点电压大于a点电压，电流I1由b点流向a点，则同时由于PMOS管M1和M2组成镜像电流源，因此I2＝k1×I1。M2的漏极连接NMOS管M3的漏极和栅极同时连接到M4的栅极，M3和M4构成镜像电流源，因此I3＝k2×I2＝k1×k2×I1，从OUT端抽取的电流为

本发明的原边电流可控的无辅助绕组隔离式开关电源的电路结构的技术方案中，其中所包括的各个功能设备和模块装置均能够对应于实际的具体硬件电路结构，因此这些模块和单元仅利用硬件电路结构就可以实现，不需要辅助以特定的控制软件即可以自动实现相应功能。

采用了该发明中的原边电流可控的无辅助绕组隔离式开关电源的电路结构，优化无辅助绕组的开关电源电路架构，完全监控原边电流，提高了系统的可靠性和安全性；利用调节CS预关断电压来实现自供电，保持原边峰值电流的恒定，从而提高系统恒流输出的精度，较小系统的输出纹波，具有广泛的应用范围。

在此说明书中，本发明已参照其特定的实施例作了描述。但是，很显然仍可以作出各种修改和变换而不背离本发明的精神和范围。因此，说明书和附图应被认为是说明性的而非限制性的。