一种原边集成式模块化独立控制电池储能系统的制作方法

本发明涉及储能系统领域以及电力电子变换器领域，具体地，涉及一种原边集成式模块化独立控制电池储能系统。

背景技术：

随着环境和能源问题在全球范围内成为焦点，可再生能源发电已经发展成为智能电网的重要动力，其间歇性和波动性对电网电压频率等产生影响。其中，电池储能系统由于具有缓解间歇性电源的功率波动、优化电网质量等功能而备受关注。

图1是传统的电池储能系统示意图。如图1所示，将上百只单体电池集中串联，并采用集中型大功率变换器并网。由于单体电池之间SOC(荷电量)、容量、内阻等存在不一致性，大量串联应用使电池容量和能量利用率降低，寿命缩短。

图2是现有模块化电池储能系统示意图。如图2所示，根据电池模块化柔性成组概念，将传统电池储能系统中的大规模串联电池组分成若干个低压电池模块，每个电池模块通过功率变换器构成储能模块，再通过不同连接方式接入电网，构成柔性成组储能系统。

现有的模块化电池储能系统通常采用全功率独立控制型储能系统。全功率独立控制型柔性成组储能系统主要有三种结构：一、H桥级联型柔性成组储能系统，采用三相交流输出结构，每个子模块直流侧为相互独立的电池模块，经各自的H桥DC/AC变换器后产生低压交流电压，模块级联后产生并网所需交流电压，接入三相交流电网。电池模块充放电时的全部功率通过H桥进行变换及控制，造成变流器的成本、体积、损耗随总功率而增加，中低电压场合应用时效率较低。二、模块化多电平变流器(MMC，modular-multilevel-converter)电池储能系统，在实现交、直流电网功率传输的同时也可以实现储能电池模块的全功率独立控制。子模块电流中包含直流分量、一次谐波分量及二次谐波分量，造成模块开关器件电流应力大，通态损耗较大。变流器的成本、体积随总功率而增加，不适合中低电压场合应用。三、DC-DC级联型柔性成组储能系统，通过N个相同的DC-DC型储能模块级联而成，可以构成单独的直流储能系统，接入中间直流母线或直流电网，也可以通过传统并网变流器接入交流电网。DC-DC变换器结构简单、控制简单、可靠性高，不存在交流分量，开关器件电流应力低于H桥级联，系统效率较高。但是模块全功率通过DC-DC变换器，开关管流过全部电流、绝对损耗较大；DC-DC变换器的成本、体积随总功率而增加，在系统中占较大比例。

在以上现有的全功率独立控制型柔性成组储能系统中，不论电流差异大小，电池模块的全部充放电电流都要流过各自的变流器开关器件，造成器件电流应力大、成本高、导通损耗大，随着系统容量的增加，问题更加突出。通常在合理配置电池容量的情况下，各电池模块容量基本在一定范围内，即使是梯次利用电池，容量差异也不会太大，所需要的充放电电流也不会有太大差异，因此没有必要对全部电池电流进行独立控制，而仅需对其中部分的差异电流进行控制，就可以实现电池模块能量利用率的提高。

技术实现要素：

鉴于以上问题，本发明的目的是提供一种原边集成式模块化独立控制电池储能系统，以解决现有全功率型模块化柔性成组储能系统中，开关器件流过电池模块的全部充放电电流，而导致器件电流应力大、成本高和导通损耗大的问题。

为了实现上述目的，本发明采用以下技术方案：

本发明所述原边集成式模块化独立控制电池储能系统，包括：

电池单元，包括串联的多组电池模块；

主功率变换器，与电池单元并联，用于控制电池单元的主电流，且主功率变换器接入三相交流电网；以及

辅助功率变换器，与多组电池模块连接并分别对每组电池模块进行闭环独立控制，用于控制每组电池模块的充放电电流与所述主电流的差值。

优选的，所述主功率变换器包括：

第一电容器，与电池单元并联；以及

第一开关管至第六开关管，每个开关管分别反并联一个二极管，第一开关管连接在第一电感器的第一端与电池单元的正极之间，第二开关管连接在第一电感器的第一端与电池单元的负极之间，第三开关管连接在第二电感器的第一端与电池单元的正极之间，第四开关管连接在第二电感器的第一端与电池单元的负极之间，第五开关管连接在第三电感器的第一端与电池单元的正极之间，第六开关管连接在第三电感器的第一端与电池单元的负极之间，第一电感器、第二电感器和第三电感器的第二端分别接入三相交流电网的一相。

优选的，所述辅助功率变换器包括：

原边集成式高频隔离变压器，所述原边集成式高频隔离变压器包括一个集成原边绕组和多个副边绕组；

原边变换器，与集成原边绕组连接；以及

多个副边变换器，每个副边绕组通过每个副边变换器与每组电池模块对应连接。

进一步地，优选的，所述原边变换器包括：

第七开关管至第十开关管，每个开关管分别反并联一个二极管，第七开关管连接在集成原边绕组的第一端子与电池单元的正极之间，第八开关管连接在集成原边绕组的第一端子与电池单元的负极之间，第九开关管连接在集成原边绕组的第二端子与电池单元的正极之间，第十开关管连接在集成原边绕组的第二端子与电池单元的负极之间。

作为另一优选，所述原边变换器包括：

第七开关管，反并联一个二极管，所述第七开关管连接在集成原边绕组的第一端子与电池单元的正极之间；

第八开关管，反并联一个二极管，所述第八开关管连接在集成原边绕组的第一端子与电池单元的负极之间；

第二电容器，连接在集成原边绕组的第二端子与电池单元的正极之间；以及

第三电容器，连接在集成原边绕组的第二端子与电池单元的负极之间。

优选的，所述副边变换器包括：

第十一开关管至第十四开关管，每个开关管分别反并联一个二极管，所述第十一开关管的第一端连接在电池模块的正极，所述第十一开关管的第二端通过第四电感器连接在副边绕组的第一端子，所述第十二开关管的第一端通过第四电感器连接在副边绕组的第一端子，所述第十二开关管的第二端连接在电池模块的负极，所述第十三开关管连接在副边绕组的第二端子与电池模块的正极之间，所述第十四开关管连接在副边绕组的第二端子与电池模块的负极之间；以及

第四电容器，与电池模块并联。

作为另一优选，所述副边变换器包括：

第十一开关管，反并联一个二极管，所述第十一开关管的第一端连接在电池模块的正极，所述第十一开关管的第二端通过第四电感器连接在副边绕组的第一端子；

第十二开关管，反并联一个二极管，所述第十二开关管的第一端通过第四电感器连接在副边绕组的第一端子，所述第十二开关管的第二端连接在电池模块的负极；

第四电容器，与电池模块并联；

第五电容器，连接在副边绕组的第二端子与电池模块的正极之间；以及

第六电容器，连接在副边绕组的第二端子与电池模块的负极之间。

优选的，所述主功率变换器通过矢量控制、有功功率和无功功率解耦控制中的一种控制主电流，其中，矢量控制包括正弦脉宽调制(SPWM)和空间矢量脉宽调制(SVPWM)中的一种。

优选的，所述辅助功率变换器通过移相控制策略对所述差值进行控制，所述移相控制策略包括桥间移相方式、扩展移相方式、桥间桥内双移相和三移相、脉宽调制(PWM)加移相控制、三角波调制和梯形波调制中的一种或多种。

优选的，所述原边变换器与电池单元连接，或所述原边变换器与外部直流电源连接。

与现有技术相比，本发明具有以下优点和有益效果：

本发明中，主功率变换器承担大部分功率，控制电池单元的主电流，提高整机效率；辅助功率变换器控制电池模块充放电电流与主电流之间的差异部分，可适应多组电池模块的不一致性，提高电池单元能量利用率，并且辅助功率变换器控制功率小，绝对损耗小；主功率变换器与辅助功率变换器可同时工作，也可分别工作，互不影响；

与每个副边对应一个原边的传统对称式双向全桥变换器结构相比，本发明采用多个副边共用一个原边的变压器结构，成本、损耗、体积、重量都随之减小一半；原边功率为所有副边功率之和，副边正负功率抵消后原边功率可以忽略不计；

本发明可以适用于中大功率、中等电压等级、对效率、成本及能量利用率要求较高的储能系统应用场合。

附图说明

图1是传统的电池储能系统示意图；

图2是现有模块化电池储能系统示意图；

图3是本发明所述电池储能系统优选实施例的主电路图；

图4是本发明所述电池储能系统另一个实施例的主电路图；

图5是本发明所述电池储能系统优选实施例原副边电压波形图；

图6是本发明所述电池储能系统优选实施例变压器原边等效电路图。

具体实施方式

下面将参考附图来描述本发明所述的实施例。本领域的普通技术人员可以认识到，在不偏离本发明的精神和范围的情况下，可以用各种不同的方式或其组合对所描述的实施例进行修正。因此，附图和描述在本质上是说明性的，而不是用于限制权利要求的保护范围。此外，在本说明书中，相同的附图标记表示相同的部分。

图3是本发明所述电池储能系统优选实施例的主电路图，如图3所示，本发明所述电池储能系统，包括：

电池单元100，其中，电池单元100包括串联的多组电池模块110；

主功率变换器200，与电池单元100并联，主功率变换器200用于控制电池单元100的主电流，且主功率变换器200接入三相交流电网，其中，主电流是指所有电池模块电流的相同部分；以及

辅助功率变换器300，与多组电池模块110连接，用于对各组电池模块110的充放电电流与主电流的差值进行独立闭环控制，其中，充放电电流与主电流的差值优选为主电流的10％-20％，以适应不同电池模块之间的差异性，使每个电池模块都工作在最佳状态，电池模块中只有小部分电流通过各电池模块对应功率变换器的开关器件，减小器件电流应力和导通损耗、降低成本，实现电池模块能量利用率的提高；

通过主功率变换器200和辅助功率变换器300分别对主电流和差值电流控制，从而实现对电池模块110充放电电流的独立控制，提高电池模块110的能量利用率。

其中，电池模块110可以采用新生产各种类型电池，也可采用其它系统中的退运电池，或者不同模块采用不同类型电池混合应用，以实现退运电池的梯次利用，充分发挥电池剩余价值，有利于环境保护和节约资源，而电池模块110优选为低压电池模块。

如图3所示，主功率变换器200优选为并网逆变器结构，包括：

第一电容器210，与电池单元100并联，优选为高频滤波电容器；以及

第一开关管Q1至第六开关管Q6，且每个开关管分别反并联一个二极管220，

其中，第一开关管Q1连接在第一电感器230的第一端与电池单元100的正极之间，具体地，第一开关管Q1的第一端连接至第一电感器230的第一端，而第一开关管Q1的第二端连接至电池单元100的正极；

第二开关管Q2连接在第一电感器230的第一端与电池单元100的负极之间，具体地，第二开关管Q2的第二端连接至第一电感器230的第一端，而第二开关管Q2的第一端连接至电池单元100的负极；

第三开关管Q3连接在第二电感器240的第一端与电池单元100的正极之间，具体地，第三开关管Q3的第一端连接至第二电感器240的第一端，而第三开关管Q3的第二端连接至电池单元100的正极；

第四开关管Q4连接在第二电感器240的第一端与电池单元100的负极之间，具体地，第四开关管Q4的第二端连接至第二电感器240的第一端，而第四开关管Q4的第一端连接至电池单元100的负极；

第五开关管Q5连接在第三电感器250的第一端与电池单元100的正极之间，具体地，第五开关管Q5的第一端连接至第三电感器250的第一端，而第五开关管Q5的第二端连接至电池单元100的正极；

第六开关管Q6连接在第三电感器250的第一端与电池单元100的负极之间，具体地，第六开关管Q6的第二端连接至第三电感器250的第一端，而第六开关管Q6的第一端连接至电池单元100的负极；

第一电感器230、第二电感器240和第三电感器250的第二端分别接入三相交流电网的一相u_C、u_B、u_A。

优选地，第一开关管Q1至第六开关管Q6可以是绝缘栅双极晶体管(IGBT，Insulated Gate Bipolar Transistor)，此时，第一开关管Q1至第六开关管Q6的第一端可以是IGBT的集电极端子，而第一开关管Q1至第六开关管Q6的第二端可以是IGBT的发射极端子。

主功率变换器200通过矢量控制、有功功率和无功功率解耦控制中的一种对主电流进行控制，其中，矢量控制可选用SPWM和SVPWM中的一种。

在本发明所述电池储能系统中，当输入侧采用串联或并联的非隔离连接方式时，由于输出侧也为串联形式，为防止环流的产生，辅助功率变换器输入输出间需要隔离。辅助功率变换器300可以采用每个副边绕组分别对应一个集成原边绕组的变换器结构形式，也可以采用多个副边绕组共用一个集成原边绕组的变换器结构形式。

优选地，本发明的辅助功率变换器300采用多个副边绕组312共用一个集成原边绕组311的原边集成式高频隔离变压器310，使成本、损耗、体积、重量都随之减小一半，原边采用集成单绕组结构，可以减小辅助功率变换器成本和损耗，提高电池储能系统的效率。辅助功率变换器300通过引入移相控制策略对各组电池模块110的充放电电流与主电流的差值进行闭环独立控制，其中，移相控制策略包括桥间移相方式、扩展移相方式、桥间桥内双移相和三移相、PWM加移相控制、三角波调制和梯形波调制中的一种或多种。

辅助功率变换器300包括：

原边集成式高频隔离变压器310，包括一个集成原边绕组311和多个副边绕组312；

原边变换器320，与集成原边绕组311连接；以及

多个副边变换器330，每个副边绕组312通过每个副边变换器330与每组电池模块110对应连接，实现对各组电池模块110充放电电流与主电流的差值的闭环独立控制。

在电池单元100的主电流的基础上，各组电池模块110充放电电流与主电流之间的差异电流有正有负，所以辅助功率变换器300优选为双向隔离DC-DC变换器。

如图3所示，双向隔离DC-DC变换器可以是双向全桥变换器结构。原边变换器320可以是全桥式变换器结构，包括第七开关管Q7至第十开关管Q10，且每个开关管分别反并联一个二极管220。

其中，第七开关管Q7连接在集成原边绕组311的第一端子与电池单元100的正极之间，具体地，第七开关管Q7的第一端连接至集成原边绕组311的第一端子，而第七开关管Q7的第二端连接至电池单元100的正极；

第八开关管Q8连接在集成原边绕组311的第一端子与电池单元100的负极之间，具体地，第八开关管Q8的第二端连接至集成原边绕组311的第一端子，而第八开关管Q8的第一端连接至电池单元100的负极；

第九开关管Q9连接在集成原边绕组311的第二端子与电池单元100的正极之间，具体地，第九开关管Q9的第一端连接至集成原边绕组311的第二端子，而第九开关管Q9的第二端连接至电池单元100的正极；

第十开关管Q10连接在集成原边绕组311的第二端子与电池单元100的负极之间，具体地，第十开关管Q10的第二端连接至集成原边绕组311的第二端子，而第十开关管Q10的第一端连接至电池单元100的负极。

如图3所示，副边变换器330可以是全桥式变换器结构。副边变换器330包括：

第四电容器331，与电池模块110并联；以及

第十一开关管S1至第十四开关管S4，每个开光管分别反并联一个二极管220。

其中，第十一开关管S1的第一端连接至电池模块110的正极，而第十一开关管S1的第二端通过第四电感器334连接至副边绕组312的第一端子；

第十二开关管S2的第二端连接至电池模块110的负极，而第十二开关管S2的第一端通过第四电感器334连接至副边绕组312的第一端子；

第十三开关管S3连接在副边绕组312的第二端子与电池模块110的正极之间，具体地，第十三开关管S3的第一端连接至电池模块110的正极，而第十三开关管S3的第二端连接至副边绕组312的第二端子；

第十四开关管S4连接在副边绕组312的第二端子与电池模块110的负极之间，具体地，第十四开关管S4的第二端连接至电池模块110的负极，而第十四开关管S4的第一端连接至副边绕组312的第二端子。

图4是本发明所述电池储能系统另一个实施例的主电路图，如图4所示，原边变换器320可以是半桥式变换器结构，包括：

第七开关管Q7，反并联一个二极管220，第七开关管Q7连接在集成原边绕组311的第一端子与电池单元100的正极之间，具体地，第七开关管Q7的第一端连接至集成原边绕组311的第一端子，而第七开关管Q7的第二端连接至电池单元100的正极；

第八开关管Q8，反并联一个二极管220，第八开关管Q8连接在集成原边绕组311的第一端子与电池单元100的负极之间，具体地，第八开关管Q8的第二端连接至集成原边绕组311的第一端子，而第八开关管Q8的第一端连接至电池单元100的负极；

第二电容器321，连接在集成原边绕组311的第二端子与电池单元100的正极之间；以及

第三电容器322，连接在集成原边绕组311的第二端子与电池单元100的负极之间。

如图4所示，副边变换器330可以是半桥式变换器结构。副边变换器330包括：

第四电容器331，与电池模块110并联；

第五电容器332，连接在副边绕组312的第二端子与电池模块110的正极之间；

第六电容器333，连接在副边绕组312的第二端子与电池模块110的负极之间；

第十一开关管S1，反并联一个二极管220，第十一开关管S1的第一端连接至电池模块110的正极，而第十一开关管S1的第二端通过第四电感器334连接至副边绕组312的第一端子；以及

第十二开关管S2，反并联一个二极管220，第十二开关管S2的第二端连接至电池模块110的负极，而第十二开关管S2的第一端通过第四电感器334连接至副边绕组312的第一端子。

优选地，第七开关管Q7至第十开关管Q10可以是IGBT，此时，第七开关管Q7至第十开关管Q10的第一端可以是IGBT的集电极端子，而第七开关管Q7至第十开关管Q10的第二端可以是IGBT的发射极端子。

优选地，第十一开关管S1至第十四开关管S4可以是金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET，Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)，此时，第十一开关管S1至第十四开关管S4的第一端可以是MOSFET的漏极端子，而第十一开关管S1至第十四开关管S4的第二端可以是MOSFET的源极端子。

原边变换器320和副边变换器330可以同时采用如前所述的全桥式变换器结构(如图3所示)，也可以同时采用半桥式变换器结构(如图4所示)，也可以原边变换器320采用全桥式变换器结构，多个副边变换器330采用全桥和半桥混合式结构，或者原边变换器320采用半桥式变换器结构，多个副边变换器330采用全桥和半桥混合结构。即变压器原边高频逆变电路可以为四个开关管构成的全桥变换电路，也可以为两个开关管和两个直流电容构成的半桥逆变电路，变压器副边电路可以为四个开关管构成的全桥变换电路，也可以为两个开关管和两个直流电容构成的半桥变换电路。

优选地，原边变换器320的直流侧可以如前所述接入电池储能系统内部电池单元100的两端，也可以接入其它外加直流电源两端。

以下以双向DC-DC全桥式变换器移相控制为例，结合图3、图5和图6详细说明本发明所述电池储能系统的工作原理。

图5和图6分别是本发明所述电池储能系统优选实施例原副边电压波形图、变压器原边等效电路图。

通过叠加定理可得图6中A点电压为：

式(1)中，v_A为A点电压，v_p为变压器原边电压，L_p为变压器原边漏感，v₁,v₂,……,v_N分别为变压器副边电压，v’₁,v’₂,……,v’_N为变压器副边电压折算到原边的等效电压，L_s1,L_s2,……,L_sN为副边各绕组漏感及外加电感之和，L_s1’,L_s2’,……,L_sN’为折算到原边的等效电感。

假设L_s1'＝L_s2'＝L_s3'＝......＝L_sN'＝L_s,并用e_i(i＝0,1,2,……,N)来代替(1)中各项分式，则：

e₂＝......＝e_N＝e₁

故可得：

v_A＝v_p×e₀+v'₁×e₁+v'₂×e₂+......+v'_N×e_n

＝v_p×e₀+(v'₂+v'₃+......+v'_N)×e₁,

......

式中，i_p为变压器原边电流，i_Ls1，i_Ls2，……，i_LsN为变压器副边电流，i₁’，i₂’，……，i_N’为变压器副边电流折算到原边的等效电流。

通过上式可得到变压器各组副边的电流折算到原边的电流i₁’至i_N’，显而易见，i₁’的电流不仅由v_p和v’₁决定，还由其他副边电压决定，故各个副边之间还存在耦合关系。为了达到独立控制每个电池模块的差异电流的目的，需要对多组副边进行解耦。

现假设L_s＞＞L_p，即每组副边的等效电感远大于原边漏感时，则得到：

故，

......

每个折算到原边的副边电流i₁’，i₂’，……，i_N’都是由集成原边电压、e_i各自折算到原边的副边电压以及各自副边折算到原边的等效电感所决定，是相互独立的，从而可知每个模块的差异电流也是相互独立的。通过在每个副边绕组外加辅助移相电感，使每个副边等效电感远大于原边电感，可以实现对多个电池模块的差异电流的闭环独立控制。I_M1为主功率变换器直流侧输出电流，I_M为所有串联电池模块的主电流，I_B1，I_B2，……，I_BN为每个电池模块充放电电流，I_d1，I_d2，……，I_dN为主电流和每个电池模块充放电电流之间的差异电流。

设P_di(i＝1,2,……,N)为第i个电池模块的部分控制功率，即差异电流所对应功率，P_sΣ为N个电池模块的总差异功率之和。根据双向全桥变换器输出功率公式可知每个电池模块的差异功率为：

P_d2＝v_d2I_d2,

......

P_dN＝v_dNI_dN

其中：

式中，v_d1,v_d2,……,v_dN为N个串联电池模块电压，I_d1,I_d2，……，I_dN为主电流和每个电池模块充放电电流之间的差异电流，N_T为变压器匝数比，T为半个开关周期的时间，f为开关管的开关频率，D₁为移相占空比，分别为原边变换器开关管脉冲与多个副边变换器开关管脉冲的相位差。

令v_d1＝v_d2＝......＝v_dN，根据功率守恒定律可知，原边变换器功率P_p等于副边变换器差异功率之和。

P_p＝P_sΣ＝P_d1+P_d2+...+P_dn

＝v_d1I_d1+v_d2I_d2+...+v_dNI_dN

＝v_d1(I_d1+I_d2+...+I_dN)

v_dp为原边直流侧电压，等于所有电池模块电压之和，则原边变换器直流侧电流I_dp为：

通过合理优化控制使电池单元的主电流I_M为所有电池电流的平均电流，则I_d1，I_d2，……,I_dN等差异电流有正有负，正负抵消后使差异电流和为0，可得

由于I_dp为0，则集成原边功率也几乎为0，原边变换器成本、损耗也随之降低。

故该部分功率独立控制储能系统通过合理给定控制电流值，可以实现电池储能系统辅助功率变换器的控制功率大大降低，绝对损耗降低。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。