三电平间接矩阵变换器及控制方法与流程

本发明涉及电力转换技术领域，更具体地，涉及一种三电平间接矩阵变换器及控制方法。

背景技术：

随着电力电子技术的迅速发展，电力电子行业对电压频率和幅值的需求变得更加多样化。因而将电源电压转换为负载所需频率和幅值的电压，以适应电力电子行业对电压的多样化需求，已成为一种迫切需求。

现有技术中，主要采用矩阵变换器将电源电压直接转换为负载所需电压。其中，中心点箝位矩阵变换器(npcmc)因其具备产生多电平输出电压的能力且转换效率高、结构紧凑以及箝位电路简单，被广泛应用于诸多场合。

但npcmc在正常运行时，很难实现零平均中性点以保持中性点电位的平衡，同时还存在输入无功率控制范围受限以及整流即和逆变级在调制上需严格同步的问题。

技术实现要素：

本发明提供一种三电平间接矩阵变换器及控制方法，以克服现有技术中，npcmc在正常运行时，很难实现零平均中性点以保持中性点电位的平衡，同时还存在输入无功率控制范围受限以及整流即和逆变级在调制上需严格同步的问题。

根据本发明的第一方面，提供一种三电平间接矩阵变换器，包括：输入电压选择器、有源三次谐波注入电路和逆变器；所述输入电压选择器输入端与三相交流电源连接，输出端分别与正负极直流母线连接，用于将所述三相交流电源提供的三相交流输入电压转换为六脉冲直流电压并提供给所述有源三次谐波注入电路和所述逆变器；所述有源三次谐波注入电路的上下两端分别与所述正负极直流母线连接，第三端分别与所述输入电压选择器的输入端和所述逆变器连接的输出端连接，用于产生三次谐波注入电感电流并分别注入所述输入电压选择器和所述逆变器；所述逆变器上下两端分别与所述正负极直流母线连接，输出端与负载连接，用于将所述六脉冲直流电压转换为目标三相交流输出电压并提供给所述负载。

结合第一方面第一种可能实现方式，在第二种可能实现方式中，所述有源三次谐波注入电路包括：高频单相半桥和三次谐波注入电感；所述三次谐波注入电感一端与所述高频单相半桥中点连接，另一端分别与所述输入电压选择器和所述逆变器连接。

结合第一方面第二种可能实现方式，在第三种可能实现方式中，所述输入电压选择器包括：双向工频整流器和三个前端双向开关；所述双向工频整流器分别与三个前端双向开关的一端连接，用于将所述三相交流电源提供的所述三相交流输入电压转换为六脉冲直流电压并提供给所述有源三次谐波注入电路和所述逆变器；所述三个前端双向开关的一端还分别与所述三相交流电源连接，所述三个前端双向开关的另一端均与所述三次谐波注入电感的另一端连接，用于将所述三次谐波注入电感电流的第一分量注入所述输入电压选择器。

结合第一方面第三种可能实现方式，在第四种可能实现方式中，所述逆变器包括：t型三电平逆变器和三个后端双向开关；所述t型三电平逆变器分别与三个后端双向开关的一端连接，用于将所述六脉冲直流电压转换为目标三相交流输出电压并提供给所述负载；所述三个后端双向开关的一端还分别与负载连接，所述三个后端双向开关的另一端均与所述三次谐波注入电感的另一端连接，用于将所述三次谐波注入电感电流的第二分量注入所述逆变器。

结合第一方面第三种可能实现方式，在第五种可能实现方式中，所述双向工频整流器包括六个整流开关；所述六个整流开关分为三组，每组两个整流开关；各组内的两个整流开关串联连接形成三个串联电路，所述三个串联电路并联连接；各组内的两个整流开关串联连接点与所述三相交流电源连接。

结合第一方面第四种可能实现方式，在第六种可能实现方式中，所述t型三电平逆变器包括六个逆变开关；所述六个逆变开关分为三组，每组两个逆变开关；各组内的两个逆变开关串联连接形成三个串联电路，所述三个串联电路并联连接；各组内的两个逆变开关串联连接点与所述三个后端双向开关的一端一对一连接。

结合第一方面第三种可能实现方式，在第七种可能实现方式中，所述三电平间接矩阵变换器还包括输入滤波器；所述输入滤波器包括三个电感和三个电容；所述三个电感和三个电容分为三组，每组一个电感和一个电容，各组内的电感和电容的一端串联连接；三个电感与所述三相交流电源连接；三个电感和电容串联连接点与三个前端双向开关的一端连接；三个电容的另一端连接。

根据本发明的第二方面，提供一种控制上述三电平间接矩阵变换器的方法，所述输入电压选择器和逆变器独立控制，该方法包括：基于所述三相交流输入电压，控制所述输入电压选择器各开关的状态；基于输入侧功率因数校正需求和所述逆变器中性点电位平衡，控制所述有源三次谐波注入电路产生期望三次谐波注入电感电流；基于所述目标三相交流输出电压和调制策略，控制所述逆变器各开关的状态。结合第二方面第一种可能实现方式，在第二种可能实现方式中，所述输入侧功率因数校正需求和所述逆变器中性点电位平衡，控制所述有源三次谐波注入电路产生期望三次谐波注入电感电流包括：基于输入侧功率因数校正需求和所述逆变器中性点电位平衡，采用控制器，控制所述有源三次谐波注入电路产生期望三次谐波注入电感电流。

结合第二方面第二种可能实现方式，在第三种可能实现方式中，所述基于所述目标交流输出电压和调制策略，控制所述逆变器各开关的状态包括：基于所述目标交流输出电压，获取所述t型三电平逆变器各开关的占空比；基于所述目标交流输出电压、所述占空比和所述调制策略，控制所述逆变器各开关的状态。

本发明提出的三电平间接矩阵变换器及控制方法，通过在所述输入电压选择器和所述逆变器之间加入有源三次谐波注入电路，有源三次谐波注入电路产生三次谐波注入电感电流并分别注入所述输入电压选择器和所述逆变器，使得中性点平均电流保持为零，进而保证了中性点电压自平衡，提高了输出波形的质量。此外，采用三电平间接矩阵变换器既可以扩大输入无功率控制范围，还可以独立控制输入电压选择器和逆变器，降低控制难度。

附图说明

图1为根据本发明实施例的三电平间接矩阵变换器结构示意图；

图2为根据本发明实施例的三电平间接矩阵变换器结构示意图；

图3为根据本发明实施例的三电平间接矩阵变换器电路图；

图4为根据本发明实施例的三电平间接矩阵变换器控制方法流程图；

图5为根据本发明实施例的三电平间接矩阵变换器控制方法流程图；

图6为根据本发明实施例的三次谐波注入电感电流的控制示意图；

图7为根据本发明实施例的三次谐波注入电感电流的控制示意图；

图8a和8b为根据本发明实施例的不同调制指数和输出频率下的输入输出波形示意图；

图9a和9b为根据本发明实施例的非统一输入功率因数下的输入波形；

图10a和10b为根据本发明实施例的不同输入功率因数下中性点电位平衡波形图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

参见图1，根据本发明的第一方面，提供一种三电平间接矩阵变换器，包括：输入电压选择器、有源三次谐波注入电路和逆变器；所述输入电压选择器输入端与三相交流电源连接，输出端分别与正负极直流母线连接，用于将所述三相交流电源提供的三相交流输入电压转换为六脉冲直流电压并提供给所述有源三次谐波注入电路和所述逆变器；所述有源三次谐波注入电路的上下两端分别与所述正负极直流母线连接，第三端分别与所述输入电压选择器的输入端和所述逆变器连接的输出端连接，用于产生三次谐波注入电感电流并分别注入所述输入电压选择器和所述逆变器；所述逆变器上下两端分别与所述正负极直流母线连接，输出端与负载连接，用于将所述六脉冲直流电压转换为目标三相交流输出电压并提供给所述负载。

本发明提出的三电平间接矩阵变换器，通过在三电平间接矩阵变换器中加入有源三次谐波注入电路，有源三次谐波注入电路产生三次谐波注入电感电流并分别注入所述输入电压选择器和所述逆变器，使得中性点平均电流保持为零，进而保证了中性点电压自平衡，提高了输出波形的质量。此外，采用三电平间接矩阵变换器既可以扩大输入无功率控制范围，还可以独立控制输入电压选择器和逆变器，降低控制难度。

作为一种可选实施例，所述有源三次谐波注入电路包括：高频单相半桥和三次谐波注入电感；所述三次谐波注入电感一端与所述高频单相半桥中点连接，另一端分别与所述输入电压选择器和所述逆变器连接。

作为一种可选实施例，所述输入电压选择器包括：双向工频整流器和三个前端双向开关；所述双向工频整流器分别与三个前端双向开关的一端连接，用于将所述三相交流电源提供的所述三相交流输入电压转换为六脉冲直流电压并提供给所述有源三次谐波注入电路和所述逆变器；所述三个前端双向开关的一端还分别与所述三相交流电源连接，所述三个前端双向开关的另一端均与所述三次谐波注入电感的另一端连接，用于将所述三次谐波注入电感电流的第一分量注入所述输入电压选择器。

作为一种可选实施例，所述逆变器包括：t型三电平逆变器和三个后端双向开关；所述t型三电平逆变器分别与三个后端双向开关的一端连接，用于将所述六脉冲直流电压转换为目标三相交流输出电压并提供给所述负载；所述三个后端双向开关的一端还分别与负载连接，所述三个后端双向开关的另一端均与所述三次谐波注入电感的另一端连接，用于将所述三次谐波注入电感电流的第二分量注入所述逆变器。

作为一种可选实施例，所述双向工频整流器包括六个整流开关；所述六个整流开关分为三组，每组两个整流开关；各组内的两个整流开关串联连接形成三个串联电路，所述三个串联电路并联连接；各组内的两个整流开关串联连接点与所述三相交流电源连接。

作为一种可选实施例，所述t型三电平逆变器包括六个逆变开关；所述六个逆变开关分为三组，每组两个逆变开关；各组内的两个逆变开关串联连接形成三个串联电路，所述三个串联电路并联连接；各组内的两个逆变开关串联连接点与所述三个后端双向开关的一端一对一连接。

作为一种可选实施例，所述三电平间接矩阵变换器还包括输入滤波器；所述输入滤波器包括三个电感和三个电容；所述三个电感和三个电容分为三组，每组一个电感和一个电容，各组内的电感和电容的一端串联连接；三个电感与所述三相交流电源连接；三个电感和电容串联连接点与三个前端双向开关的一端连接；三个电容的另一端连接。

参见图2和图3，本发明实施例提供了一种三电平间接矩阵变换器，该三电平间接矩阵变换器包括：输入滤波器、输入电压选择器、有源三次谐波注入电路和逆变器；所述输入滤波器输入端与三相交流电源连接，输出端与所述输入电压选择器的输入端连接，用于滤除所述三电平间接矩阵变换器产生的高次谐波成分，并将所述三相交流电源提供的三相交流输入电压输送给所述输入电压选择器；所述输入电压选择器输出端分别与正负极直流母线连接，用于将所述三相交流输入电压转换为六脉冲直流电压并提供给所述有源三次谐波注入电路和所述逆变器；所述有源三次谐波注入电路的上下两端分别与所述正负极直流母线连接，第三端分别与所述输入电压选择器的输入端和所述逆变器连接的输出端连接，用于产生三次谐波注入电感电流并分别注入所述输入电压选择器和所述逆变器；所述逆变器上下两端分别与所述正负极直流母线连接，输出端与负载连接，用于将所述六脉冲直流电压转换为目标三相交流输出电压并提供给所述负载。

在本实施例中，所述输入滤波器包括三个电感lf和三个电容cf，所述输入电压选择器包括双向工频整流器和三个前端双向开关(say,sby,scy)，所述有源三次谐波注入电路包括高频单相半桥和三次谐波注入电感ly，所述逆变器包括t型三电平逆变器和三个后端双向开关(sro,sby,scy)。

所述输入滤波器的三个电感和三个电容分为三组，每组一个电感和一个电容，各组内的电感和电容的一端串联连接；三个电感与三相交流电源连接；三个电感和电容的串联连接点与所述输入电压选择器的三个前端双向开关的一端一对一连接于点a,b,c；三个电容的另一端相互连接于m。

在具体工作过程中，所述输入滤波器用于滤除所述三电平间接矩阵变换器产生的高次谐波成分，避免所述三电平间接矩阵变换器产生的高次谐波对外网的干扰，并将所述三相交流输入电压(usa,usb,usc)和三相正弦输入电流(ia,ib,ic)输送给所述输入电压选择器。

所述输入电压选择器的双向工频整流器包括六个整流开关(sa+,sb+,sc+,sa-,sb-,sc-)；所述六个整流开关分为三组，每组两个整流开关；各组内的两个整流开关串联连接形成三个串联电路，所述三个串联电路并联连接；各组内的两个整流开关串联连接点与所述输入电压选择器的三个前端双向开关的一端一对一连接于点a,b,c；所述三个串联电路的并联连接点与所述有源三次谐波注入电路的高频单相半桥的两端一对一连接于p,n。

所述三个前端双向开关的另一端均与所述三次谐波注入电感的另一端连接于o。

在具体工作过程中，所述双向工频整流器用于将所述三相交流输入电压转换为六脉冲直流电压并提供给所述三次谐波注入电路和所述逆变器。所述三个前端双向开关用于将所述三次谐波注入电感电流的第一分量注入所述输入电压选择器。

具体地，所述双向工频整流器的每个整流开关由igbt晶体管和二极管反向并联组成，即igbt晶体管的集电极与二极管的负极连接，igbt晶体管的发射极与二极管的正极连接。每一个工作周期内，所述双向工频整流器的六个整流开关中，仅瞬时输入电压值最大和最小的整流开关导通为所述三次谐波注入电路和所述逆变器提供六脉冲直流电，其他四个整流开关断开；瞬时输入三相电压中的中间值瞬时输入相电压对应的前端双向开关闭合，为所述输入电压选择电路注入三次谐波注入电感电流以实现中性点电压平衡。此外，在二极管导通的整流开关中，与导通的二极管反向并联的igbt晶体管断开。所述输入电压选择器的各开关以工频频率进行换相。

所述高频单相半桥包括两个串联的高频双向开关(sy+,sy-)，每个高频双向开关由igbt晶体管和二极管反向并联组成，即igbt晶体管的集电极与二极管的负极连接，igbt晶体管的发射极与二极管的正极连接。

所述三次谐波注入电感一端与两个高频双向开关的串联连接点连接，另一端还与所述逆变器的三个后端双向开关的一端连接。

通过对所述有源三次谐波注入电路中的两个高频双向开关的控制，可以产生期望的三次谐波注入电感电流。三次谐波注入电感电流的第一分量即注入电流和第二分量即中性点电流，分别通过闭合的前端双向开关注入所述输入电压选择器，和闭合的后端双向开关注入所述逆变器。通过所述有源三次谐波注入电路产生期望的三次谐波注入电感电流分别注入输入电压选择器和逆变器，可以实现输入功率因数校正和中性点电压平衡。

所述逆变器的t型三电平逆变器包括六个逆变开关(sr+,ss+,st+,sr-,ss-,st-)；所述六个逆变开关分为三组，每组两个逆变开关；各组内的两个逆变开关串联连接形成三个串联电路，所述三个串联电路并联连接；各组内的两个逆变开关串联连接点与所述三个后端双向开关的一端一对一连接，还与负载连接于点r，s，t，用于为负载提供频率和幅度可变的目标三相交流输出电压；所述三个串联电路的并联连接点分别与所述有源三次谐波注入电路的高频单相半桥的两端一对一连接。

所述逆变器的三个后端双向开关的一端与各组内的两个逆变开关串联连接点一对一连接与点r，s，t，另一端均与所述三次谐波注入电感的另一端连接。

所述t型三电平逆变器用于将所述六脉冲直流电压转换为目标三相交流输出电压并提供给所述负载；所述三个后端双向开关用于将所述三次谐波注入电感电流的第二分量注入所述逆变器。

参见图4，根据本发明的第二方面，提供一种控制上述三电平间接矩阵变换器的方法，所述输入电压选择器和逆变器独立控制，该方法包括：基于所述三相交流输入电压，控制所述输入电压选择器各开关的状态；基于输入侧功率因数校正需求和所述逆变器中性点电位平衡，控制所述有源三次谐波注入电路产生期望三次谐波注入电感电流；基于所述目标三相交流输出电压和调制策略，控制所述逆变器各开关的状态。

本发明提出的三电平间接矩阵变换器控制方法，通过在三电平间接矩阵变换器中加入有源三次谐波注入电路，有源三次谐波注入电路产生三次谐波注入电感电流并分别注入所述输入电压选择器和所述逆变器，使得中性点平均电流保持为零，进而保证了中性点电压自平衡，提高了输出波形的质量。此外，采用三电平间接矩阵变换器既可以扩大输入无功率控制范围，还可以独立控制输入电压选择器和逆变器，降低控制难度。

作为一种可选实施例，所述输入侧功率因数校正需求和所述逆变器中性点电位平衡，控制所述有源三次谐波注入电路产生期望三次谐波注入电感电流包括：基于输入侧功率因数校正需求和所述逆变器中性点电位平衡，采用控制器，控制所述有源三次谐波注入电路产生期望三次谐波注入电感电流。

作为一种可选实施例，所述基于所述目标交流输出电压和调制策略，控制所述逆变器各开关的状态包括：基于所述目标交流输出电压，获取所述t型三电平逆变器各开关的占空比；基于所述目标交流输出电压、所述占空比和所述调制策略，控制所述逆变器各开关的状态。

参见图5，基于上述图4对应的实施例，本发明提供一种三电平间接矩阵变换器的控制方法，所述方法用于对如上所述的间接矩阵转换的控制，该方法包括：基于所述三相交流输入电压，控制所述输入电压选择器各开关的状态；基于输入侧功率因数校正需求和所述逆变器中性点电位平衡，采用控制器，控制所述有源三次谐波注入电路产生期望三次谐波注入电感电流；基于所述目标交流输出电压，获取所述t型三电平逆变器各开关的占空比；基于所述目标交流输出电压、所述占空比和所述调制策略，控制所述逆变器各开关的状态。

在本实施例中，所述输入电压选择器各开关的状态按表1进行控制。表1为输入电压选择器的双向工频整流器中的六个整流开关和三个前端双向开关的状态表。

表1

其中，“1”代表闭合，“0”代表断开。θsa为输入相电压usa的相位。扇区的定义如下：

usa>usb>usc的区间设定为扇区ⅰ；

usb>usa>usc的区间设定为扇区ⅱ；

usb>usc>usa的区间设定为扇区ⅲ；

usc>usb>usa的区间设定为扇区ⅳ；

usc>usa>usb的区间设定为扇区ⅴ；

usa>usc>usb的区间设定为扇区ⅵ；

以扇区ⅰ为例，此时，usa>usb>usc，输入电压选择器中整流双向开

关sa+,sc-和前端双向开关sby闭合导通。此时，节点a与p连接，节点b与o连接，节点c与n连接。输入线电压uab＝usa-usb和ubc＝usb-usc分别提供分裂直流母线电压的上端直流电源电压upo和下端直流电源电压uon。直流母线电压upn＝usa-usb-usc。依次经过扇区ⅰ-ⅵ，直流母线电压依次为：usa-usb-usc，usb-usa-usc，usb-usc-usa，usc-usb-usa，usc-usa-usb，usa-usc-usb，即产生了一个6脉波脉动的分裂式中间直流母线电压。

在本实施例中，由于三电平间接矩阵变换器输入侧功率因数的校正和中性点电压平衡需要通过合成正确的三次谐波注入电感电流实现。三次谐波注入电感电流即流经电感ly的电流。三次谐波注入电路的数学模型可以描述如下：

其中，uly是施加在三次谐波注入电感器ly上的电压，iy为电感电流。因此，三次谐波注入电路的控制可以通过对电感电压uly的控制来实现对电感电流的控制。具体地，对上式进行拉氏变换，即可发现变化后的电感电流可由变换后的电感电压与传递函数gp(s)＝1/lys获得。

参见图6，图6为三次谐波注入电路的控制示意图。具体地，基于中间值输入相电压的幅度和相位角、三电平间接矩阵变换器的有功功率以及所需的输入移位角，获取输入电压选择器的期望注入电流基于t型三电平逆变器的中性点电流平均值，获取期望中性点电流基于期望注入电流和期望中性点电流获取参考三次谐波注入电感电流通过pi控制器和前馈项的组合使得实际三次谐波注入电感电流调整至参考三次谐波注入电感电流，从而使得中性点o处平均电流值为0，进而实现了中性点电压的平衡。

在本实施例中，基于载波对逆变器进行调制。

首先，假设三相调制信号，即相对星形连接负载的中性点的期望输出相电压为：

其中urn,usn和utn为相对星形连接负载的中性点的期望输出相电压；uom,ωo和分别表示调制信号的幅度，角频率和初始相位。

为了最大化直流链路电压的利用率，通过添加零序电压来修改相对星形连接负载的中性点的期望输出相电压，获得相对直流链路虚拟中点的输出相电压：

其中uro，uso和uto表示相对直流链路虚拟中点的输出相电压，uno为零序电压，max()和min()为最大值和最小值的运算符。

为了最大化直流母线电压的利用率，引入额外的零序电压进行补偿，得到分裂直流电源的中性点为参考的期望输出相电压：

其中，uro，uso和uto是相对于分裂直流电源的中性点为参考的期望输出相电压，uoo为额外的零序电压。

为了方便数字实现，相对于分裂直流电源的中性点为参考的期望输出相电压分别根据分裂直流电源的上和下直流电压进行归一化：

其中，和是归一化后的相对于分裂直流电源的中性点为参考的期望输出相电压。

基于归一化后的相对于分裂直流电源的中性点为参考的期望输出相电压，获取占空比：

其中，drp,dsp,dtp分别表示输出r，s和t相上开关的占空比；drn,dsn,dtn分别表示输出r，s和t相下开关的占空比。

对于三电平npc逆变器(包括t型三电平逆变器)的载波的调制策略，存在两个载波，这使得调制的实现非常灵活。调制策略包括但不限于：同相层叠载波(pd)方案，反相层叠载波方案和交错层叠载波方案。由于在本实施例中，pd方案具有较低的输出电压谐波失真的优点。因此，本实施例选择pd方案。图7示出了在的情况下pd调制方案的示意图和开关序列，其中ts和fs分别是开关周期和开关频率。通过该载波调制，可以获得三相三电平输出电压。

为了验证本发明通过引入三次谐波注入电感电流实现中性点电压平衡的有效性，本发明进行了如下仿真实验：

图8a示出了调制指数为mi＝0.5，输出频率为fo＝50hz，期望输入位移角为0时，三电平间接矩阵变换器产生的波形。图8b示出了调制指数为mi＝0.9，输出频率为fo＝60hz，期望输入位移角为0时，三电平间接矩阵变换器产生的波形。

图8a中所示的波形包括输入相电压usa，输入电流ia,输出线路电压urs和输出电流ir。除了由滤波电容器吸收的电容电流引起的微小相位超前之外，输入电流几乎是正弦的，与输入相电压相位相同，且得到三电平输出线电压和正弦输出电流。这是因为从svm的观点来看，它仅使用输出电压矢量中的小矢量、中矢量和零矢量来合成低调制指数下的预期电压。与图8a中的三电平输出线电压不同，图8b它产生明显的五电平输出线电压。这是因为在高调制指数下，它利用5个不同层次的矢量来合成输出电压，但同样实现了正弦输入和输出电流的期望特征以及输入侧的单位功率因数。

图9a和图9b示出了三电平间接矩阵变换器的宽范围输入无功功率控制结果。其中，图9a示出了输入无功电流基准的振幅为4a，预期输入位移角为π/2时，输入侧产生的电流；图9b示出了输入无功电流基准的振幅为4a，预期输入位移角为-π/2时，输入侧产生的电流。从图9a和图9b中可以发现在输入侧均产生了具有所需幅度的纯无功电流。

为了验证开发的平衡中性点电压算法的有效性，对三电平间接矩阵变换器在不同输入功率因数下平衡中性点电位的能力进行了测试，测试结果如图10a和图10b所示。图10a示出了调制系数为mi＝0.9，输出频率为fo＝50hz，输入位移角为π/12时，三电平间接矩阵变换器产生的波形。图10b示出了调制系数为mi＝0.9，输出频率为fo＝50hz，输入位移角为-π/12时，三电平间接矩阵变换器产生的波形。

首先，不启动对有源三次谐波注入电路的控制，0.1s后启动。从10a和图10b中可以看出，当不启动对有源三次谐波注入电路的控制时，上下直流电源电压不均匀，输入电流严重失真。这是由于逆变器产生的中性点电流直接流入三电平间接矩阵变换器的输入侧，从而导致三电平间接矩阵变换器的输入电流和输入滤波器中的电容器电压以低次谐波失真，分压直流电源电压发生不平衡。但是，由于逆变器的调制信号根据实时直流链路电压进行补偿，正弦输出并未失真。激活平衡算法后，中性点电流由三次谐波注入电路完全补偿，实现了正弦输入电流以及平衡的上下直流电源电压。此外，降低了平均注入电流ij的振幅，这有利于降低功率损耗。

最后，本发明的方法仅为较佳的实施方案，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。