一种电机驱动装置以及定子直流励磁电机系统的制作方法

本发明属于逆交流电机与驱动控制领域，更具体地，涉及一种电机驱动装置以及定子直流励磁电机系统。

背景技术：

应用电力电子变换器作为控制器是现代电气传动的主要方法。永磁电机具有高功率密度、高效率、高功率因数等优点，但永磁电机存在永磁成本较高，以及励磁不可逆退磁等问题。而传统的开关磁阻电机结构简单、成本低，但由于其特有的供电方式，在开关关断瞬间，存在较大的电流尖峰，因此电机的振动和噪声很大，此外，电机的转矩脉动也较大。这些缺点影响了开关磁阻电机在某些对振动和噪声要求较高的场合的使用。因此为了减少或不使用永磁电机中的稀土磁铁，同时保证电机的优良特性，近年来，有些学者提出了直流偏置正弦电流的游标电机。要控制这一类电机的正常工作，定子线圈电流中除了有交流分量外，还必须含有直流分量。针对这一类每相电流都包含交流和直流两种分量的新型的定子直流励磁电机，传统的控制器采用完全对称的单相全桥逆变器控制每相电流。若为三相电机则需要6个桥臂，且每个桥臂的电力电子器件都需要按最大电流应力来进行选取容量。

技术实现要素：

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种电机驱动装置及定子直流励磁电机系统，旨在解决现有电机驱动装置所用开关管数量多、功率密度低的技术的问题。

为实现上述目的，作为本发明的一方面，本发明提供了一种电机驱动装置，包括：

多个相桥臂和1个中性点桥臂，每个相桥臂正极与中性点桥臂正极连接，每个相桥臂负极与中性点桥臂负极连接；

每个相桥臂包括第一开关组件和第二开关组件，第一开关组件的负极与第二开关组件的正极连接，第一开关组件的正极作为相桥臂的正极，第二开关组件的负极作为相桥臂的负极；第一开关组件和第二开关组件均为在正极到负极为可控导通在负极到正极为不可控导通的开关组件；

中性点桥臂包括第三开关组件和第四开关组件，第三开关组件的正极与第四开关组件的正极连接，第三开关组件的负极作为中性点桥臂的正极，第四开关组件的负极作为中性点桥臂的负极；第三开关组件为由正极向负极不可控导通的组件，第四开关组件为由正极向负极可控导通组件；

一个相桥臂中第一开关组件的负极用于与一相绕组一端连接，中性点桥臂中第三开关组件的正极用于与该相绕组另一端连接；

通过控制第一开关组件导通时间和导通方向、第二开关组件导通时间和导通方向、以及第四开关组件导通时间和导通方向控制被驱动电机绕组的电流方向和电流大小使其为包含直流分量和交流分量的电流。优选地，每个相桥臂中第一开关组件导通时间和导通方向以及第二开关组件导通时间和导通方向根据该相绕组中电流的交流分量确定，中性点桥臂中第四开关组件的导通时间和导通方向根据绕组中电流的直流分量确定。

优选地，第一开关组件正极到负极导通方向的允许流过最大电流大于第一开关组件负极到正极导通方向的允许流过最大电流。

优选地，第二开关组件负极到正极导通方向的允许流过最大电流大于第二开关组件正极到负极导通方向的允许流过最大电流。

优选地，第一开关组件包括并联的开关管和二极管，且开关管导通方向与二极管导通方向不同，二极管的负极作为第一开关组件的正极，二极管的正极作为第一开关组件的负极，开关管的控制端用于接收控制信号。

优选地，第二开关组件包括并联的开关管和二极管，且开关管导通方向与二极管导通方向不同，二极管的负极作为第二开关组件的正极，二极管的正极作为第二开关组件的负极，开关管的控制端用于接收控制信号。

优选地，第三开关组件为二极管，二极管的正极为第三开关组件的正极，二极管的负极为第三开关组件的负极。

优选地，第四开关组件为开关管，开关管正极为第四开关组件的正极，开关管负极为第四开关组件的负极，开关管控制极用于接收控制信号。

优选地，当被驱动电机绕组为三相绕组时，电机驱动装置还包括：

三相电流检测模块，用于检测并输出电机的实测电流信号；

位置检测模块，用于检测并输出电机转子实测位置和电机转子实测转速；

速度环，其输入端与位置检测模块的第一输出端连接，用于根据电机转子实测转速和电机转子转速指令进行pi控制输出电流指令的q轴分量；

矢量转化模块，其第一输入端与电流检测模块的输出端连接，其第二输入端与位置检测模块的第二输出端连接，用于根据电机的实测电流信号和电机转子实测位置进行矢量转化输出转子实测电流q轴分量和转子实测电流d轴分量；

电流环，其第一输入端与速度环的输出端连接，其第二输入端与矢量转化模块的输出端连接，用于对转子实测电流q轴分量、转子实测电流d轴分量、电流指令的q轴分量以及电流指令的d轴分量进行pi控制，输出电压指令；

脉宽调制模块，其输入端与电流环的输出端连接，用于将电压指令转为7路pwm信号输出；每一路pwm信号用于控制开关管的导通与截止。

作为本发明的另一方面，本发明提供一种定子直流励磁电机系统，包括电机驱动装置和电机，电机驱动装置用于驱动电机定子绕组，且该电机定子绕组中所注入电流为带直流偏置的交流电。

通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，能够取得如下有益效果。

1、本发明提供的电机驱动装置，由多个相桥臂和1个中性点桥臂构成被驱动电机绕组驱动回路，由于多个相绕组电流中的交流分量相互抵消，多相绕组电流之和为多相绕组电流直流分量之和，因此，电流始终是经过第三开关组件正极流向第四开关组件负极，或始终是经过第四开关组件正极流向第四开关组件负极，因此，本发明提供的电机驱动装置可以实现对直流偏置正弦电流电机定子绕组的驱动。

2、根据相绕组中电流的交流分量确定控制第一开关组件导通方向和导通时间以及第二开关组件导通方向和导通时间，实现控制第一开关组件负极电压大小和该电压持续时间，根据相绕组中电流的直流分量确定第四开关组件导通时间，实现控制第四开关正极电压大小和该电压持续时间，进而可以实现控制绕组两端电压大小和持续时间，进而实现控制绕组两端电流大小和绕组电流的方向。使被驱动电机定子绕组中通入由直流分量和交流分量叠加的电流。

3、本发明提供的电机驱动装置，一个中性点桥臂同n相桥臂构成n相绕组驱动主电路，减少n-1个桥臂，减少了4n-4个电力电子器件，大大缩减了驱动器的成本，提高了功率密度。

4、通过让第一开关组件正极到负极导通方向的允许流过最大电流大于第一开关组件负极到正极导通方向的允许流过最大电流，提高第一开关组件功率利用率，系统功率密度高，经济性好。

5、本发明提供的电机驱动装置实现这直流励磁电机的最大转矩电流比控制，没有单向电流的限制，保证了电机的最优控制特性。

附图说明

图1为本发明提供的电机驱动装置实施例所驱动的直流偏置正弦电流电机的结构示意图；

图2为本发明实施例所驱动定子直流励磁电机的单相定子线圈的典型驱动电流波形；

图3为本发明提供的电机驱动装置实施例的主电路部分拓扑结构；

图4为本发明提供的电机驱动装置实施例的控制部分结构图；

图5为本发明提供实施例中当交流分量大于直流分量时开关管控制信号产生原理图，图(a)为相桥臂调制波、中性点桥臂调制波和载波关系图，图(b)为当载波为实线三角波时相桥臂端电压、中性点桥臂电压以及绕组电压，图(c)为当载波为虚线三角波时相桥臂端电压、中性点桥臂电压以及绕组电压；

图6为本发明提供实施例中当交流分量小于直流分量时开关管控制信号产生原理图，图(a)为相桥臂调制波、中性点桥臂调制波和载波关系图，图(b)为当载波为实线三角波时相桥臂端电压、中性点桥臂电压以及绕组电压，图(c)为当载波为虚线三角波时相桥臂端电压、中性点桥臂电压以及绕组电压。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

图1为本发明提供的电机驱动装置实施例所驱动的直流偏置正弦电流电机的结构示意图。如图1所示，直流偏置正弦电流电机包括定子1、转子2、绕组3以及转轴、机壳、端盖、位置编码器等电机的其他通用结构件。该电机的特点为：绕组所通入电流包括正弦交流分量和直流分量，该磁阻电机采用单层分数槽非重叠集中绕组，正弦交流分量用于产生旋转磁势，直流分量用于产生旋转磁场。

图2为本发明实施例所驱动定子直流励磁电机的单相定子线圈的典型驱动电流波形。如图2所示，每项绕组中电流为直流励磁电流和正弦交流电流叠加而成，直流励磁电机电磁转矩公式：

其中，p为转子极数，mδ为直流绕组与交流绕组的互感，if为直流励磁电流，iq为交轴电流，id为直轴电流，lδ为交流绕组自感，θe为转子转动角度，β为常数值。忽略第二项的转矩波动，为了实现最大转矩电流比控制，电机绕组中的直流电流值应等于交流电流值的有效值。

由于正弦交流电流的正负对称性，在此基础上叠加直流励磁电流后，绕组电流中正方向的电流均方根值大于反方向电流均方根值，即正方向电流应力大于反方向电流应力。由此可以知道，流过正向电流的功率器件容量应大于流过反向电流的功率器件容量。

本发明提供的电机驱动装置，包括多个相桥臂和1个中性点桥臂，每个相桥臂包括第一开关组件和第二开关组件，第一开关组件的负极与第二开关的正极连接，第一开关组件和第二开关组件均在正极到负极为可控导通在负极到正极为不可控导通；中性点桥臂包括第三开关组件和第四开关组件，第三开关组件的正极与第四开关组件的正极连接，第三开关组件为由正极向负极不可控导通，第四开关组件为由正极向负极可控导通。

第一开关组件的正极作为相桥臂的正极，第二开关组件的负极作为相桥臂的负极；第三开关组件的负极作为中性点桥臂的正极，第四开关组件的负极作为中性点桥臂的负极；每个相桥臂正极与中性点桥臂正极连接，每个相桥臂负极与中性点桥臂负极连接。一个相桥臂中第一开关组件的负极用于与一相绕组一端连接，中性点桥臂中第三开关组件的负极用于与该相绕组另一端连接。

根据相绕组中电流的交流分量确定控制第一开关组件导通方向和导通时间以及第二开关组件导通方向和导通时间，实现控制第一开关组件负极电压大小和该电压持续时间，根据相绕组中电流的直流分量确定第四开关组件导通时间，实现控制第四开关正极电压大小和该电压持续时间，进而可以实现控制绕组两端电压大小和持续时间，进而实现控制绕组两端电流大小和绕组电流的方向。

本发明提供的电机驱动装置，由多个相桥臂和1个中性点桥臂构成被驱动电机绕组驱动回路，由于多个相绕组电流中的交流分量相互抵消，多相绕组电流之和为多相绕组电流直流分量之和，因此，电流始终是经过第三开关组件正极流向第四开关组件负极，或始终是经过第四开关组件正极流向第四开关组件负极，因此，可以本发明提供的电机驱动装置可以实现对直流偏置正弦电流电机定子绕组的驱动。根据相绕组中电流的交流分量确定控制第一开关组件导通方向和导通时间以及第二开关组件导通方向和导通时间，根据相绕组中电流的直流分量确定第四开关组件导通时间，进而可以实现控制绕组中电流大小和绕组电流的方向，使被驱动电机定子绕组中通入由直流分量和交流分量叠加的电流。一个中性点桥臂同n相桥臂构成n相绕组驱动电路，减少n-1个桥臂，减少了4n-4个电力电子器件，大大缩减了驱动器的成本，提高了功率密度。

本发明提供的电机驱动装置的实施例包括主电路部分和控制部分，图3为本发明提供的电机驱动装置实施例的主电路部分拓扑图，该主电路部分包括三个相桥臂和1个中性点桥臂，每个桥臂包括第一开关组件和第二开关组件，第一开关组件包括并联的开关管q1和二极管d1，且二极管d1的导通方向与开关管q1的导通方向相反，二极管d1的正极作为第一开关组件的负极，二极管d1的负极作为第一开关组件的正极，开关管q1允许流过最大电流大于二极管d1导通方向允许流过最大电流；第二开关组件包括并联的开关管q2和二极管d2，且二极管d2的导通方向与开关管q2的导通方向相反，二极管d2的正极作为第二开关组件的负极，二极管d2的负极作为第二开关组件的正极，二极管导通方向的允许流过最大电流大于开关管允许流过最大电流。中性点桥臂包括第三开关组件和第四开关组件，第三开关组件为二极管d3，第四开关组件为开关管q3，二极管d3的正极与开关管q3的正极连接，二极管d3的负极作为第三开关组件的正极，开关管q3的正极作为第四开关组件的负极。

当被驱动电机绕组中电流方向为图3中箭头所示方向时，电流可以经过开关管q1流入绕组中，此时开关管q1导通，开关管q2截止，同时电流可以经过二极管d2进入绕组中，此时当开关管q1截止且开关管q2截止。当被驱动电机绕组中电流方向为图3中箭头所示反方向时，电流可以经过绕组流入开关管q2中，此时开关管q1截止且开关管q2导通，或者电流可以经过绕组进入二极管d1中，此时当开关管q1截止且开关管q2截止。由图2得到的结论，在器件选择上，开关管q1和二极管d2按照正向电流的最大值以及有效值选择大电流容量器件；开关管q2和二极管d1按照反向电流的最大值以及有效值选择小电流容量器件。最后组成容量不对称的相桥臂。设定直流和交流电流的额定值均为in。

对图2中的正向电流求均方根值可以得到开关管q1和二极管d2选定容量参考值为：

对图2中的反向电流求均方根值可以得到开关管q2和二极管d1的选定容量参考值为：

由上列两式可以发现理论计算得到的开关管q2和二极管d1的容量比开关管q1和二极管d2的容量小9倍多，可以选取不一样的电力电子器件。

由于定子绕组中的直流励磁成分始终只朝向一个方向。假定电流方向如图中所示为正向，中性点桥臂中电流始终为第三开关组件的正极流向负极或者始终为第四开关组件的正极流向负极，因此将中性点桥臂设置为电流单向流动的单极性桥臂，由一个功率二极管d3和一个功率开关器件q3串联组成，从而又减少了该桥臂一半的功率器件。由基尔霍夫电流定律可知，流入中性点桥臂的电流为三相电流中直流成分之和，因此二极管d3和一个开关管q3的容量选取参考值为3in。

图4为本发明提供的电机驱动装置实施例的控制部分结构图。控制部分包括电流检测模块、位置检测模块、矢量转化模块、速度环、电流环、脉宽调制模块。电流检测模块检测并输出电机的实测定子电流信号，电流检测模块可以为a、b、c三相霍尔电流传感器，位置检测模块检测并输出电机转子实测位置和电机转子实测转速。位置检测模块可以电机轴相编码器，分别用来检测电机转子位置信号，并将转子位置信号进行微分获得转子转速。速度环输入端与位置检测模块的第一输出端连接，速度环根据电机转子实测转速和电机转子转速指令进行pi控制输出电流指令的q轴分量；

矢量转化模块第一输入端与电流检测模块的输出端连接，矢量转化模块第二输出端与位置检测模块的第二输出端连接，矢量转化模块根据电流检测模块输出电机的实测定子电流信号和电机转子实测位置进行矢量转化输出转子实测电流q轴分量、转子实测电流d轴分量和转子实测电流0轴分量。

电流环第一输入端与速度环的输出端连接，电流环第二输入端与矢量转化模块的输出端连接，电流环对转子实测电流q轴分量、转子实测电流d轴分量、电流指令的q轴分量以及电流指令的d轴分量进行pi控制，输出电压指令，实现电流环的无静差跟踪。电流指令的d轴分量和0轴分量采用直流型偏置电机转矩公式推得。脉宽调制模块输入端与电流环的输出端连接，脉宽调制模块用于将电压指令转为7路pwm信号输出；每一路pwm信号用于控制开关管的导通与截止。

本发明提供的电机驱动装置实施例，通过采集主电路部分输出的三相电流大小，以及电机负载转子转动的角度大小，经过dq变换，得到dq坐标下的id，iq，i0电流值，其中i0即为直流励磁电流值。将得到的反馈量与参考量相比，经过pi调节及前馈补偿控制给出vd，vq，v0的指令值，再由park逆变换得到三相坐标下va，vb，vc。通过脉宽调制模块输出给主电路部分控制电机工作。

本发明提供的实施例中，由于各桥臂输出电压基波与调制波为线性关系，因此，可以将输出电压分为交流成分与直流成分分别考虑。a、b、c三相桥臂的调制波根据由直流成分与交流成分叠加后的绕组电流减去直流偏置v0获得va、vb、vc，这样桥臂调制波只含有交流成分，正负对称而最大化利用输出范围。此时，中性点桥臂开关管的调制波为直流偏置v0。

图5为本发明提供实施例中开关管控制信号产生原理图。为了合理分配各个开关管的实时占空比，以达到较小的纹波，四个桥臂要考虑采用协同控制的方法，实现单极倍频输出。由于abc三相桥臂对称，以a相为例，设其瞬时调制波为ma；设中性点桥臂瞬时调制波为mn。设定当调制波大于三角载波时，abc三相桥臂上管导通，下管关断；n相桥臂下管导通。图5(a)为相桥臂调制波、中性点桥臂调制波和载波关系图，瞬时调制波为ma大于中性点桥臂瞬时调制波为mn，载波为实线三角波和虚线三角波，实线三角波在一个周期起始时刻的幅值为最大值，虚线三角波在一个周期起始时刻的幅值为最小值，图5(b)为当载波为实线三角波时相桥臂端电压、中性点桥臂电压以及绕组电压，由图5(b)可知，在一个开关周期内，载波为实线三角波时，输出的相电压为双极性的，图5(c)为当载波为虚线三角波时相桥臂端电压、中性点桥臂电压以及绕组电压，虚线三角波为对实线三角波相移180°后的载波。由图5(c)可知，当载波移相180度时，输出相电压为单极性的。图6为本发明提供第二实施例中当交流分量小于直流分量时开关管控制信号产生原理图，图6(a)为相桥臂调制波、中性点桥臂调制波和载波关系图，瞬时调制波为ma小于中性点桥臂瞬时调制波为mn，载波为实线三角波和虚线三角波，实线三角波在一个周期起始时刻的幅值为最大值，虚线三角波在一个周期起始时刻的幅值为最小值，图6(b)为当载波为实线三角波时相桥臂端电压、中性点桥臂电压以及绕组电压，由图6(b)可知，在一个开关周期内，载波为实线三角波时，输出的相电压为双极性的，图6(c)为当载波为虚线三角波时相桥臂端电压、中性点桥臂电压以及绕组电压。依旧是移相后为单极性输出。由此可以分析得到，载波移相180°后，可以实现单极倍频调制算法。且绕组电压主要的低次谐波为二次开关频率，且一个周期内的两个脉冲越对称，开关频率谐波成分越低，可以实现绕组电压为波形良好的带直流偏置的交流电流。

本发定子直流励磁电机系统，包括本发明提供的电机驱动装置和电机，电机驱动装置用于驱动电机定子绕组，且该电机定子绕组中所注入电流包括直流分量和交流分量。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。