本发明涉及电路技术领域，尤其是指基于临界模式的有源pfc电路。
背景技术：
pfc有两种，一种是无源pfc（也称被动式pfc），一种是有源pfc（也称主动式pfc）。无源pfc一般采用电感补偿方法使交流输入的基波电流与电压之间相位差减小来提高功率因数，但无源pfc的功率因数不是很高，只能达到0.7~0.8；有源pfc由电感电容及电子元器件组成，体积小，可以达到很高的功率因数，但成本要高出无源pfc一些。
有源pfc电路中往往采用高集成度的ic，采用有源pfc电路的开关电源，至少具有以下特点：
1）输入电压可以从90v到277v；
2）高于0.99的线路功率因数，并具有低损耗和高可靠高效率等优点；
3）输出不随输入电压的波动而变化，因此可获得高度稳定的输出电压；
4）有源pfc输出dc电压纹波很小，且呈100hz/120hz（工频2倍）的正弦波，因此采用有源pfc的电源不需要采用很大容量的滤波电容。
功率因数校正电路是对离线电源的输入电流波形进行整形，以使从电源吸取的有功功率最大化。在理想情况下，电器应该表现为一个纯电阻的负载，此时电器吸收的反射功率为零。在这种情况下，本质上不存在输入电流谐波。电流是输入电压（通常是一个正弦波）的完美复制品，而且与其同相。在这种情况下，对于进行所需工作所要求的有功功率而言，从电网电源吸收的电流最小，而且还减小了与配电发电以及相关过程中的基本设备有关的损耗和成本。由于没有谐波，也减小了与使用相同电源供电的其他器件之间的干扰。当今众多开关电源采用pfc的另一个原因，是为了符合规范要求。
技术实现要素：
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种损耗低、高效率的基于临界模式的有源pfc电路。
为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：基于临界模式的有源pfc电路，它包括有第一保险丝、第一共模电感、第三共模电感、第一x电容、第二x电容，其中，第一共模电感的第1脚、第2脚连接在电源输入端，第一共模电感的第3脚依次与第一x电容、第一线绕电阻、第二x电容一端连接后与第三共模电感的第1脚相连接，第一线绕电阻另一端与第二线绕电阻一端连接，第一共模电感的第4脚依次与第一x电容、第二线绕电阻、第二x电容另一端连接后与第三共模电感的第2脚相连接，第三共模电感的第3脚与第一桥堆的第2脚连接，第三共模电感的第4脚与第一桥堆的第3脚连接，第一桥堆的第4脚与第一电容一端连接后与第一电感一端连接，第一电感另一端依次与第二电容、第一电阻、第十一电阻、升压电感的第2脚连接后再与第一二极管一端连接；第一电阻另一端与第二电阻一端连接，第二电阻另一端与第三电阻一端连接后再依次与第三电容、第二稳压管、第一稳压管一端连接，第三电阻另一端与第三电容另一端连接后再依次与第二十一电阻、第三辅电容、第二mos管的s脚、第二十一辅电阻、第四辅电容一端连接后与第三mos管的s脚连接；第二稳压管另一端依次与第二十一辅电阻、第四辅电容另一端连接后与第三mos管的g脚相连接，第一稳压管另一端依次与第二十一电阻、第三辅电容另一端连接后与第二mos管的g脚相连接；第四电阻一端与第一电阻一端连接，第四电阻另一端与第五电阻一端连接，第五电阻另一端分别与第七电阻、第五电容、第六电阻、第四电容一端连接后再与控制芯片的第3脚相连接，第六电阻另一端与第四电容另一端连接后与第八电容一端相连接，第八电容另一端分别与控制芯片的第4脚、第十电阻一端连接，第五电容另一端与第七电阻另一端连接后与第三二极管一端连接，第三二极管一端连接，第三二极管另一端与第二mos管的d脚连接后与第七辅电阻一端连接，第七辅电阻另一端与第三mos管的d脚连接后与第四二极管一端连接，第四二极管另一端与并联的第十七电阻、第九辅电容一端连接；控制芯片的第2脚与第八电阻一端连接后与第六电容一端连接，第六电容另一端与第七电容一端连接后再分别与控制芯片的第1脚、第九电阻相连接，第七电容另一端与第八电阻另一端相连接，控制芯片的第1脚与并联的第十七电阻、第九辅电容另一端连接后再与第十九电阻相连接，第一二极管另一端分别与升压二极管一端连接后再依次与第十八电阻、第一充电电容一端连接后连接输出，第十八电阻另一端与第十九电阻另一端连接；升压二极管另一端分别与升压电感的第3脚、第一mos管的d脚相连接，升压电感的第4脚分别与第十电容、第十二电阻一端连接，第十二电阻另一端与控制芯片的第5脚相连接，第十电容另一端与第二十电阻一端连接，第二十电阻另一端分别与第六二极管、第五二极管一端相连接，第五二极管另一端依次与第二充电电容、第九电容一端连接后再与第十一电阻另一端以及控制芯片的第8脚相连接，第二充电电容、第九电容另一端互连，控制芯片的第7脚与第十三电阻一端连接，第十三电阻另一端分别与第十四电阻、第二二极管一端连接，第二二极管另一端与第十四电阻另一端连接后分别与第一mos管的g脚、第十五电阻一端连接，第十五电阻另一端与第十电阻另一端连接后分别与第十六电阻、第一mos管的s脚相连接。
本方案的ac低电压输入时(如：120vac±20%),pfc可分段输出二种电压(通过设置在in:120vac±20%时，pfc可输出：230vdc;在in:230vac±20%时，pfc可输出：400vdc),根据公式don=(vo-vin)/vo可以推出，导通占空比(don)就会减小很多，这样有助于在同等功率及工作周期不变的情况下，而减小峰值电流的幅值。达到减小开关管q1及电感l2的瞬时交流分量的损耗，从而提高整个pfc电路的效率。
附图说明
图1为本发明的整体结构示意图。
具体实施方式
下面结合所有附图对本发明作进一步说明，本发明的较佳实施例为：参见附图1，本实施例所述的基于临界模式的有源pfc电路包括有第一保险丝f1、第一共模电感lf1、第三共模电感lf3、第一x电容cx1、第二x电容cx2，其中，第一共模电感lf1的第1脚、第2脚连接在电源输入端，第一共模电感lf1的第3脚依次与第一x电容cx1、第一线绕电阻rx1、第二x电容cx2一端连接后与第三共模电感lf3的第1脚相连接，第一线绕电阻rx1另一端与第二线绕电阻rx2一端连接，第一共模电感lf1的第4脚依次与第一x电容cx1、第二线绕电阻rx2、第二x电容cx2另一端连接后与第三共模电感lf3的第2脚相连接，第三共模电感lf3的第3脚与第一桥堆bd1的第2脚连接，第三共模电感lf3的第4脚与第一桥堆bd1的第3脚连接，第一桥堆bd1的第4脚与第一电容c1一端连接后与第一电感l1一端连接，第一电感l1另一端依次与第二电容c1、第一电阻r1、第十一电阻r11、升压电感l2的第2脚连接后再与第一二极管d1a一端连接；第一电阻r1另一端与第二电阻r2一端连接，第二电阻r2另一端与第三电阻r3一端连接后再依次与第三电容c3、第二稳压管z2、第一稳压管z1一端连接，第三电阻r3另一端与第三电容c3另一端连接后再依次与第二十一电阻r21、第三辅电容c3a、第二mos管q2的s脚、第二十一辅电阻r21a、第四辅电容c3b一端连接后与第三mos管q3的s脚连接；第二稳压管z2另一端依次与第二十一辅电阻r21a、第四辅电容c3b另一端连接后与第三mos管q3的g脚相连接，第一稳压管z1另一端依次与第二十一电阻r21、第三辅电容c3a另一端连接后与第二mos管q2的g脚相连接；第四电阻r4一端与第一电阻r1一端连接，第四电阻r4另一端与第五电阻r5一端连接，第五电阻r5另一端分别与第七电阻r7、第五电容c5、第六电阻r6、第四电容c4一端连接后再与控制芯片u1的第3脚相连接，第六电阻r6另一端与第四电容c4另一端连接后与第八电容c8一端相连接，第八电容c8另一端分别与控制芯片u1的第4脚、第十电阻r10一端连接，第五电容c5另一端与第七电阻r7另一端连接后与第三二极管d3一端连接，第三二极管d3一端连接，第三二极管d3另一端与第二mos管q2的d脚连接后与第七辅电阻r7a一端连接，第七辅电阻r7a另一端与第三mos管q3的d脚连接后与第四二极管d4一端连接，第四二极管d4另一端与并联的第十七电阻r17、第九辅电容c9a一端连接；控制芯片u1的第2脚与第八电阻r8一端连接后与第六电容c6一端连接，第六电容c6另一端与第七电容c7一端连接后再分别与控制芯片u1的第1脚、第九电阻r9相连接，第七电容c7另一端与第八电阻r8另一端相连接，控制芯片u1的第1脚与并联的第十七电阻r17、第九辅电容c9a另一端连接后再与第十九电阻r19相连接，第一二极管d1a另一端分别与升压二极管d1一端连接后再依次与第十八电阻r8、第一充电电容e1一端连接后连接输出，第十八电阻r8另一端与第十九电阻r19另一端连接；升压二极管d1另一端分别与升压电感l2的第3脚、第一mos管q1的d脚相连接，升压电感l2的第4脚分别与第十电容c10、第十二电阻r12一端连接，第十二电阻r12另一端与控制芯片u1的第5脚相连接，第十电容c10另一端与第二十电阻r20一端连接，第二十电阻r20另一端分别与第六二极管d6、第五二极管d5一端相连接，第五二极管d5另一端依次与第二充电电容e2、第九电容c9一端连接后再与第十一电阻r11另一端以及控制芯片u1的第8脚相连接，第二充电电容e2、第九电容c9另一端互连，控制芯片u1的第7脚与第十三电阻r13一端连接，第十三电阻r13另一端分别与第十四电阻r14、第二二极管d2一端连接，第二二极管d2另一端与第十四电阻r14另一端连接后分别与第一mos管q1的g脚、第十五电阻r15一端连接，第十五电阻r15另一端与第十电阻r10另一端连接后分别与第十六电阻r16、第一mos管q1的s脚相连接。
在输入电压全范围內，u1_3(即控制芯片u1的第3脚)会随输入电压的高低变化,只有很小的变化：在高电压輸入(如:230vac±20%及以上)时，mos管q2开通,r7就相当于r6并联,从而降低u1_3(mult)电压;而使输出电压反馈回控制芯片u1_1的电压,和u1_3检测到的输入电压的相乘之后的乘积变小，从而加大电感电流峰值。从而提升了pf值。在低电压入(如:230vac±20%),在ac低电压输入时(如：120vac±20%),输出电压的分压比与输入电压的分压比的乘积较小,使在输入电压的正弦波峰时,电感上的高频峰值电流变大,而使其有效值电流加大,使其正弦的、包絡高频的、三角形电流更接近输入电压的正弦波.从而提升了pf值
（注：r7a可以是0r电阻或空位。在r7a使用0r电阻时，z1、r21、c3a、q2等不使用器件，d3与d4使用二极管；在r7a空位时，d3与d4使用0r电阻。）
当r7a=nc、d3/d4=0r：
在ac电压輸入(230vac(-20%))时，通过共模电感lf1、lf3及桥堆bd1、和电容c1、c2整流滤波后，产生100hz的正弦波电压，经电阻r1、r2、r3的分压，电压击穿稳压管z2使mos管q3导通,mos管q3_d-s对地，电阻r17通过二极管d4和q3_d-s对地，相当于电阻r17和r9并联。u1_1为ic内部的一个比较器的负向输入端，这个比较器的正向输入端为2.5v的一个参考电压，u1_2为比较器的输出端，通过r8、c6、c7反馈至u1_1,使u1_1稳定在2.5v变化。在r9//r17后，u1_1对地的电阻r9//r17的阻值变小，因u1_1要稳定在2.5v，u1_1对地的电流变大，pfc输出的电压通过r18、r19、r9的电流变大，致使pfc分段输出400vdc电压或高于在ac电压輸入(110vac±20%)时pfc输出的一个电压。在ac电压輸入(230vac(+20%)及以上)时，pf值会变低，电压击穿稳压管z1使mos管q2导通,mos管q2_d-s对地，电阻r7通过二极管d3和q2_d-s对地，相当于电阻r7和r6并联，减小了u1_3(mult)的电压输入，通过内部再与u1_1的反馈电压相乘后乘积会变小，去控制u1_7输出的驱动脉冲高电平的时间会变长，使开关管q1开通的时间越久,峰值电流变大，而使其有效值电流加大,使其正弦的、包絡高频的、三角形电流更接近输入电压的正弦波.从而提升了pf值。
在ac电压輸入(110vac±20%)时，通过共模电感lf1、lf3及桥堆bd1、和电容c1、c2整流滤波后，产生100hz的正弦波电压，经电阻r1、r2、r3的分压后，电压不足以击穿稳压管z1，不能使mos管q2导通，mos管q2的截止不能使电阻r7通过二极管d3和q2_d-s对地构成通路。u1_3的对地电阻就相当于只有r6，比在ac电压輸入(230vac(+20%)及以上)时，u1_3的对地的阻值是变大的，因r6失去了于r7的并联。u1_3对地的阻值变大，可以补偿到在ac电压輸入(110vac±20%)时的低电压，不至于使u1_3乘法器的正弦波电压过小而无法采集到。另一路也经电阻r1、r2、r3的分压后，电压也不足以击穿稳压管z2，不能使mos管q3导通，mos管q3的截止不能使电阻r17通过二极管d4和q3_d-s对地构成通路。因u1_1为ic内部的一个比较器的负向输入端，这个比较器的正向输入端为2.5v的一个参考电压，u1_2为比较器的输出端，通过r8、c6、c7反馈至u1_1,使u1_1稳定在2.5v变化。此时u1_1对地的电阻的阻值变大，因r9失去了于r17的并联，而u1_1要稳定在2.5v，致使u1_1对地的电流变小，pfc输出的电压通过r18、r19、r9的电流变小，致使pfc分段输出230vdc或低于在ac电压輸入(230vac±20%)时pfc输出的一个电压。pfc输出的电压与ac电压輸入(110vac±20%)时的压差减小，则导通占空比将减小，会使在工作周期不变的情况下，所呈现的峰值电流变小,这样使开关管q1在开通状态下所产生的电流应力(△i/△t)变小,同时也会使开关管q1在关断状态下，升压二极管d1电流应力(△i/△t)也会变小。在输出同等功率的情况下，升压电感l2电流的高频纹波变小，这样可减小升压电感的交流分量的损耗，输出的电解电容的高频纹波也会减小，从而使整个pfc电路的效率变高。
当r7a=0r，z1/r21/c3a/q2=nc，d3/d4为二极管：
在ac电压輸入(230vac(±20%))时，通过共模电感lf1、lf3及桥堆bd1、和电容c1、c2整流滤波后，产生100hz的正弦波电压，一路：经电阻r1、r2、r3的分压，电压击穿稳压管z2使mos管q3导通,mos管q3_d-s对地，电阻r17通过二极管d4和q3_d-s对地，相当于电阻r17和r9并联。u1_1为ic内部的一个比较器的负向输入端，这个比较器的正向输入端为2.5v的一个参考电压，u1_2为比较器的输出端，通过r8、c6、c7反馈至u1_1,使u1_1稳定在2.5v变化。在r9//r17后，u1_1对地的电阻r9//r17的阻值变小，因u1_1要稳定在2.5v，u1_1对地的电流变大，pfc输出的电压通过r18、r19、r9的电流变大，致使pfc分段输出400vdc电压或高于在ac电压輸入(110vac±20%)时pfc输出的一个电压。另一路：在ac电压輸入(230vac(+20%)及以上)时，pf值会变低，电阻r7通过二极管d3和q3_d-s对地，相当于电阻r7和r6并联，减小了u1_3(mult)的电压输入，通过内部再与u1_1的反馈电压相乘后乘积会变小，去控制u1_7输出的驱动脉冲高电平的时间会变长，使开关管q1开通的时间越久,峰值电流变大，而使其有效值电流加大,使其正弦的、包絡高频的、三角形电流更接近输入电压的正弦波.从而提升了pf值。
在ac电压輸入(110vac±20%)时，工作原理与(当r7a=nc、d3/d4=0r)时，在ac电压輸入(110vac±20%)时一样。
以上所述之实施例只为本发明之较佳实施例，并非以此限制本发明的实施范围，故凡依本发明之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。