信号调制方法及信号整流及调制装置与流程

原申请案的申请日是2015年6月25日，原申请案的申请号是201510357539.7，且原申请案的发明名称是“信号调制方法及信号整流及调制装置”。

本发明涉及一种信号调制方法及信号整流及调制装置，尤其涉及一种错动式信号调制方法及其信号整流及调制装置。

背景技术：

感应式电源供应器中，为了安全运作，需要在供应端确认其供电线圈上感应区域为正确的受电装置，且在可以接收电力的状况下才进行电力发送，为了使供电端能够辨识受电端是否为正确的受电装置，需要通过传送数据码来进行识别。数据码的传送是通过供电端驱动供电线圈产生谐振，发送电磁能量传送到受电端，以进行电力传送，而在受电端接收电力时，可通过信号调制技术改变接收线圈上的阻抗状态，再通过反馈影响供电线圈上的谐振载波信号变化，以传送数据码。

上述数据码是由多个调制信号所构成。在现有技术中，受电端同时在感应线圈两端进行信号调制。例如，在美国专利公开案us2013/0342027a1的受电模块20中，受电微处理器21同时开启对应于感应线圈两端的开关组件a6及b6，以同时对感应线圈两端进行调制。详细来说，在调制期间，开关组件a6及b6会同时导通，使得信号调制电阻a3及b3同时进行调制，此时，由于控制二极管a4及b4的运作，下桥开关组件a2及b2会同时停止进行整流。在此情况下，若欲使反射到供电线圈的信号振幅加大，需要增加调制时间，然而调制时间的加长代表整流器停止工作的时间加长，使其对后端供电能力降低。另一方面，当信号调制电阻a3及b3的阻值愈小时，反射到供电端的信号愈大，同时带来的是调制期间损耗的功率愈大。也就是说，加大反射信号的另一个实现方式为缩小信号调制电阻，但缩小的幅度仍受限于功率损耗的瓶颈。

此外，用来进行整流的下桥开关组件a2及b2分别通过保护电阻b1及a1连接至感应线圈，并通过线圈电压来控制下桥开关组件a2及b2的栅极电压，以控制下桥开关组件a2及b2导通或断开来进行整流运作。然而，若欲提高下桥开关组件a2及b2的运作速度，需降低保护电阻a1及b1的大小以提高下桥开关组件a2及b2的栅极充放电速度。在此情形下，阻值较低的保护电阻a1及b1将使得齐纳二极管a5及b5承受较大的功率而容易烧毁，整流开关的切换速度因此而受限。

另一方面，在美国专利公开案us2013/0342027a1的受电模块20中，稳压电路25需要稳压电容251来维持输出电压的稳定，由于稳压电容251往往具有较大的电容值，在稳压电容251与整流与信号反馈电路23之间设置有断路保护电路24，以在供电端与受电端感应初期整流与信号反馈电路23开始输出电力时，可先将电力提供给受电微处理器21使用，避免稳压电容251吸收过多电荷而无法顺利启动受电微处理器21。此外，在受电线圈271刚离开供电端时，稳压电容251仍存在大量电荷，此电荷会逆流至受电微处理器21，使受电微处理器21无法判别目前是否处在感应供电阶段。再者，上述电路结构可能存在另一个问题，即刚开始感应到电力时，断路保护电路24是关闭的，也就是说，整流与信号反馈电路23端在没有大电容辅助吸收电荷的情况下，瞬间的高电压可能会造成电路组件损毁。此外，在断路保护电路24打开的瞬间，稳压电容251开始大量吸收电荷，使得受电微处理器21的工作电压瞬间降低，可能会造成受电微处理器21停止运作或产生其它不良影响。

请参考图1，图1为信号调制的波形示意图。如图1所示，波形w1_1为美国专利公开案us2013/0342027a1的受电模块20中的开关组件a6及b6的栅极信号，其在高电位时同时导通开关组件a6及b6，以产生调制信号。波形w1_2则表示上述调制信号反射到供电端再通过信号解析电路13处理后得到的信号。由波形w1_2可知，每一调制信号反馈到供电端的信号变化量大小不一，这是因为在现有技术中，调制控制信号(即开关组件a6及b6的栅极信号)与线圈振荡周期无任何对应关系。换句话说，调制信号是随机性地出现在供电线圈的振荡周期上，使得每一调制区间所反射的供电线圈振荡周期的起点与振荡数量都不固定，进而使受到调制改变供电线圈振幅的变化量也不固定。根据美国专利公开案us2013/0342027a1的内容，由于供电端可根据线圈信号的变化量来动态调整信号判别的电平，大小不一的线圈振幅变化量容易造成信号的误判。

进一步地，请参考图2，图2为信号调制的一调制区间的信号波形示意图。如图2所示，波形w2_1为美国专利公开案us2013/0342027a1的受电模块20中的开关组件a6及b6的栅极信号，其在高电位时同时导通开关组件a6及b6，以产生调制信号。波形w2_2为下桥开关组件b2的栅极电压。由上述可知，在进行调制时，控制二极管a4及b4的运作使得下桥开关组件a2及b2同时停止进行整流，即下桥开关组件a2及b2的栅极电压应为零电位，以断开下桥开关组件a2及b2。然而，如图2的波形w2_2所示，在调制期间(即开关组件a6及b6的栅极信号为高电位时)，下桥开关组件b2的栅极仍有残存电压，无法完全达到零电位，造成下桥开关组件b2无法完全断开，进而使调制过程中产生多余的功率消耗。

由上述可知，现有技术仍存在许多尚待解决的问题。因此，实有必要提出一种信号调制方法，使得受电模块更有效地产生调制信号，同时克服上述缺点。

技术实现要素：

因此，本发明的主要目的即在于提供一种信号调制方法及其信号整流及调制装置，以有效地产生调制信号，并解决上述问题。

本发明公开了一种信号调制方法，用于一感应式电源供应器的一受电模块。该信号调制方法包括设定一调制信号所对应的多个调制区间；在该多个调制区间中的第i个调制区间对该受电模块的一感应线圈的一第一端进行调制，其中i为奇数；以及在该多个调制区间中的第j个调制区间对该受电模块的该感应线圈的一第二端进行调制，其中j为偶数；其中，在对该第一端进行调制时不调制该第二端，在对该第二端进行调制时不调制该第一端。

本发明还公开了一种信号调制方法，用于一感应式电源供应器的一受电模块。该信号调制方法包括设定一调制信号所对应的多个调制区间；比较该受电模块的一感应线圈的一第一端或一第二端的电压与一参考电压，以产生一比较结果；以及根据该比较结果，决定该多个调制区间开始及停止的时间点。

本发明还公开了一种信号整流及调制装置，用于一感应式电源供应器的一受电模块，该受电模块包括一感应线圈，用来从该感应式电源供应器的一供电模块接收电源。该整流及调制装置包括一第一整流晶体管、一第二整流晶体管、一第一整流控制模块、一第二整流控制模块、一第一调制控制模块、一第二调制控制模块、一参考电压产生器、一比较器以及一处理器。该第一整流晶体管耦接至该感应线圈的一第一端与一地端之间，用来对该感应线圈的该第一端进行整流。该第二整流晶体管耦接至该感应线圈的一第二端与该地端之间，用来对该感应线圈的该第二端进行整流。该第一整流控制模块耦接至该感应线圈的该第一端、该第二端及该第一整流晶体管，用来根据该感应线圈的该第一端与该第二端的电压，输出一第一整流控制信号，以控制该第一整流晶体管进行整流。该第二整流控制模块耦接至该感应线圈的该第一端、该第二端及该第二整流晶体管，用来根据该感应线圈的该第一端与该第二端的电压，输出一第二整流控制信号，以控制该第二整流晶体管进行整流。该第一调制控制模块耦接至该感应线圈的该第一端，用来对该第一端进行信号调制。该第二调制控制模块耦接至该感应线圈的该第二端，用来对该第二端进行信号调制。该参考电压产生器用来产生一参考电压。该比较器耦接至该参考电压产生器及该第一整流控制模块或该第二整流控制模块，用来比较该参考电压及该感应线圈的一线圈电压，以产生一比较结果。该处理器耦接至该比较器、该第一整流控制模块、该第二整流控制模块、该第一调制控制模块及该第二调制控制模块，用来根据该比较结果，控制该第一调制控制模块及该第二调制控制模块交替对该感应线圈的该第一端及该第二端进行调制。其中，该处理器在控制该第一调制控制模块对该感应线圈的该第一端进行调制的同时，通过该第二整流控制模块断开该第二整流晶体管，以暂停对该感应线圈的该第二端进行整流，在控制该第二调制控制模块对该感应线圈的该第二端进行调制的同时，通过该第一整流控制模块断开该第一整流晶体管，以暂停对该感应线圈的该第一端进行整流。

附图说明

图1为信号调制的波形示意图。

图2为信号调制的一调制区间的信号波形示意图。

图3为本发明实施例一受电模块的示意图。

图4a及图4b分别为图3的调制控制模块的一种实施方式的示意图。

图5a及图5b分别为图3的整流控制模块的一种实施方式的示意图。

图6为受电模块中进行信号调制时信号波形的示意图。

图7为受电模块中进行信号调制时信号波形的示意图。

图8a及图8b为受电模块中进行信号调制时信号波形的示意图。

图9为本发明实施例一信号调制流程的流程图。

其中，附图标记说明如下：

w1_1、w1_2、w2_1、w2_2、w6_1、w6_2、波形

w6_3、w7_1、w7_2、w7_3、w7_4、w7_5、

w7_6、w8_1、w8_2、w8_3、w8_4、w8_5、

w8_6

30受电模块

300感应线圈

r1、r2整流控制模块

m1、m2调制控制模块

11、21整流二极管

12、22整流晶体管

121、221保护二极管

40稳压器

41稳压电容

50电源输出端

60处理器

61整流二极管

62滤波电容

71比较器

72参考电压产生器

s1感应线圈的第一端

s2感应线圈的第二端

s12、s22整流控制信号

c13、c23调制控制信号

c14、c24整流关闭信号

vs线圈电压

vref参考电压

cr比较结果

13、23调制晶体管

131、231调制负载电阻

14、24整流控制晶体管

141、143、241、243电压转换电阻

142、144、242、244加速放电二极管

145、245保护二极管

146、246整流关闭晶体管

90信号调制流程

900～916步骤

具体实施方式

请参考图3，图3为本发明实施例一受电模块30的示意图。受电模块30可用于一感应式电源供应器，用以从感应式电源供应器中相对应的一供电模块接收电源。如图3所示，受电模块30包括一感应线圈300、整流二极管11及21、整流晶体管12及22、保护二极管121及221、整流控制模块r1及r2、调制控制模块m1及m2、一参考电压产生器72、一比较器71、一处理器60、一稳压器40及一电源输出端50。此外，为提供处理器60稳定的工作电压，受电模块30还包括一整流二极管61及一滤波电容62，设置在处理器60的电源输入端。为提供稳压器40稳定的输入电力，受电模块30还包括电容值较大的一稳压电容41，设置在稳压器40的电力输入端。

其中，感应线圈300包括一线圈及一电容，其可和供电模块的线圈进行谐振，以产生电力，并反馈调制信号和数据至供电端。整流二极管11耦接至感应线圈300的第一端s1与电源输出端50之间，可通过稳压器40输出电源到电源输出端50。整流二极管21耦接至感应线圈300的第二端s2与电源输出端50之间，可通过稳压器40输出电源到电源输出端50。整流二极管11及21可分别在不同相位输出电源到电源输出端50。整流晶体管12耦接至感应线圈300的第一端s1与地端之间，可用来控制感应线圈300的第一端s1进行整流。整流晶体管22耦接至感应线圈300的第二端s2与地端之间，可用来控制感应线圈300的第二端s2进行整流。整流控制模块r1耦接至感应线圈300的第一端s1、第二端s2及整流晶体管12，可根据感应线圈300的第一端s1与第二端s2的电压，输出一整流控制信号s12至整流晶体管12，以控制整流晶体管12进行整流。整流控制模块r2耦接至感应线圈300的第一端s1、第二端s2及整流晶体管22，可根据感应线圈300的第一端s1与第二端s2的电压，输出一整流控制信号s22至整流晶体管22，以控制整流晶体管22进行整流。在此例中，整流晶体管12及22都是一n型金氧半场效晶体管(n-typemetaloxidesemiconductorfield-effecttransistor，nmos)，因此当整流控制信号s12及s22为高电位时可导通整流晶体管12及22的两端，当整流控制信号s12及s22为低电位时可断开整流晶体管12及22的两端。

详细来说，当感应线圈300的电流从整流二极管11输出时，感应线圈300的第一端s1为高电位，第二端s2为低电位，此时根据感应线圈300的第一端s1与第二端s2的电位关系，整流控制模块r2会导通整流晶体管22，使电流可从地端流向感应线圈300，以达到平衡；当感应线圈300的电流从整流二极管21输出时，感应线圈300的第二端s2为高电位，第一端s1为低电位，此时根据感应线圈300的第一端s1与第二端s2的电位关系，整流控制模块r1会导通整流晶体管12，使电流可从地端流向感应线圈300，以达到平衡。保护二极管121及221则分别耦接至整流晶体管12及22的栅极与地端之间，用来限制整流晶体管12及22的栅极电压在一定范围内。也就是说，根据整流晶体管12及22的组件特性，保护二极管121及221可分别锁定整流晶体管12及22的栅极电压的上限，以避免整流晶体管12及22的栅极电压超过其组件耐压而烧毁。一般来说，保护二极管121及221可采用齐纳二极管(zenerdiode)来实现，但不应以此为限。

请继续参考图3。调制控制模块m1耦接至感应线圈300的第一端s1，可用来对第一端s1进行信号调制。调制控制模块m2耦接至感应线圈300的第二端s2，可用来对第二端s2进行信号调制。调制控制模块m1及m2的运作由处理器60来进行控制。详细来说，处理器60在控制调制控制模块m1对感应线圈300的第一端s1进行调制的同时，会通过整流控制模块r2断开整流晶体管22，以暂停对感应线圈300的第二端s2进行整流；另一方面，处理器60在控制调制控制模块m2对感应线圈300的第二端s2进行调制的同时，会通过整流控制模块r1断开整流晶体管12，以暂停对感应线圈300的第一端s1进行整流。参考电压产生器72可用来产生一参考电压vref给比较器71。比较器71耦接至参考电压产生器72及整流控制模块r1，用来比较参考电压vref及感应线圈300的一线圈电压vs，以产生一比较结果cr，并输出比较结果cr到处理器60。详细来说，比较器71可比较感应线圈300的第一端s1或第二端s2的线圈电压vs与参考电压vref，以产生比较结果cr。在图3的受电模块30中，比较器71的一输入端耦接至整流控制模块r1，以接收来自于感应线圈300的第一端s1的线圈电压vs，并将其与参考电压vref进行比较。在另一实施例中，也可将比较器71的输入端耦接至整流控制模块r2，以接收来自于感应线圈300的第二端s2的线圈电压vs，并将其与参考电压vref进行比较。

除此之外，处理器60耦接至比较器71、整流控制模块r1及r2、调制控制模块m1及m2，用来根据比较结果cr，控制调制控制模块m1及m2交替进行在感应线圈300的第一端s1及第二端s2的信号调制运作。详细来说，处理器60可分别输出调制控制信号c13及c23，以在不同时间分别控制调制控制模块m1及m2进行调制。相对应地，处理器60也分别输出整流关闭信号c14及c24，以在调制时分别控制整流控制模块r1及r2暂停整流。处理器60可以是一微处理器(microprocessor)、一微控制器(microcontrollerunit，mcu)或任何类型的处理装置。此外，稳压器40受控于处理器60，可用来接收来自于感应线圈300的电源。稳压电容41则耦接至稳压器40与整流二极管11、21之间，用来稳定稳压器40所接收的电源。

有别于现有技术中，受电模块同时在感应线圈两端进行信号调制，本发明是以错动方式对感应线圈两端进行信号调制。换句话说，在本发明的实施例中，处理器交替开启两个调制控制模块，以在不同调制区间内分别对感应线圈的第一端及第二端进行信号调制，其详细运作方式说明如下。

请参考图4a及图4b，图4a及图4b分别为图3的调制控制模块m1及m2的一种实施方式的示意图。如图4a所示，调制控制模块m1包括一调制晶体管13及一调制负载电阻131。调制晶体管13受控于处理器60，可用来对感应线圈300的第一端s1进行调制。调制负载电阻131则耦接至调制晶体管13及感应线圈300的第一端s1之间，用来提供调制所需的负载。详细来说，处理器60可输出调制控制信号c13至调制晶体管13，以控制调制晶体管13导通或断开。当调制晶体管13导通时，会改变感应线圈300的第一端s1对地端的阻抗，使感应线圈300上的电性产生变化，上述电性变化会反馈到供电端，并通过供电端的信号解析及译码还原调制数据。在此例中，调制晶体管13为一n型金氧半场效晶体管，当调制控制信号c13为高电位时可导通调制晶体管13，当调制控制信号c13为低电位时可断开调制晶体管13。另一方面，如图4b所示，调制控制模块m2包括一调制晶体管23及一调制负载电阻231。调制晶体管23受控于处理器60，可用来对感应线圈300的第二端s2进行调制。调制负载电阻231则耦接至调制晶体管23及感应线圈300的第二端s2之间，用来提供调制所需的负载。同样地，处理器60通过调制控制信号c23来控制调制晶体管23导通或断开，详细运作方式可参考上述相关于调制控制模块m1的说明，在此不赘述。

请参考图5a及图5b，图5a及图5b分别为图3的整流控制模块r1及r2的一种实施方式的示意图。如图5a所示，整流控制模块r1包括一整流控制晶体管14、电压转换电阻141及143、加速放电二极管142及144、一整流关闭晶体管146及一保护二极管145。整流控制晶体管14是一n型金氧半场效晶体管，其漏极耦接至整流晶体管12，用来输出整流控制信号s12至整流晶体管12；其源极耦接至地端；其栅极则通过电压转换电阻141及加速放电二极管142连接至感应线圈300的第一端s1，以受控于感应线圈300的第一端s1的电压。当整流控制晶体管14导通时，可控制整流控制信号s12到达零电位，以完整断开整流晶体管12。电压转换电阻141耦接至感应线圈300的第一端s1与整流控制晶体管14的栅极之间，可用来控制整流控制晶体管14的栅极电压随着感应线圈300的第一端s1的电压变化。此外，加速放电二极管142也耦接至感应线圈300的第一端s1与整流控制晶体管14的栅极之间，当感应线圈300的第一端s1的电压下降时，可用来控制整流控制晶体管14的栅极电压快速下降，以快速断开整流控制晶体管14，进而加速提升整流控制信号s12。换句话说，整流控制晶体管14的栅极电压可随着感应线圈300的第一端s1的电压进行变化，以在感应线圈300的第一端s1的电压上升时导通整流控制晶体管14，进而断开整流晶体管12以停止在第一端s1的整流。除此之外，加速放电二极管142的运作使得整流控制晶体管14的栅极可在感应线圈300的第一端s1的电压下降时迅速放电，以加速断开整流控制晶体管14。如此一来，在整流切换时可提升整流晶体管12的导通速度。

进一步地，电压转换电阻143耦接至感应线圈300的第二端s2与整流控制晶体管14的漏极之间，可用来控制整流控制信号s12随着感应线圈300的第二端s2的电压进行变化。此外，加速放电二极管144耦接至感应线圈300的第二端s2与整流控制晶体管14的漏极之间，当感应线圈300的第二端s2的电压下降时，可用来加速降低整流控制信号s12的电压。换句话说，整流控制信号s12可随着感应线圈300的第二端s2的电压进行变化，以在感应线圈300的第二端s2的电压上升时导通整流晶体管12，以开始在感应线圈300的第一端s1进行整流。除此之外，加速放电二极管144的运作使得整流控制信号s12可在感应线圈300的第二端s2的电压下降时迅速放电。如此一来，在整流切换时可提升整流晶体管12的断开速度。

请继续参考图5a。整流关闭晶体管146耦接至处理器60及整流控制晶体管14的漏极，可在调制控制模块m2对感应线圈300的第二端s2进行调制时，控制整流控制信号s12持续断开整流晶体管12，以暂停对感应线圈300的第一端s1进行整流。详细来说，由于信号调制是在感应线圈300上产生对地的低阻抗路径，以在感应线圈300的第一端s1或第二端s2为高电位时将线圈信号拉低，此时感应线圈300的对向端需暂停整流，以避免上述拉低线圈信号的运作造成大量电流通过整流二极管使其消耗过大功率。也就是说，当感应线圈300的第二端s2正在进行调制时，第一端s1应暂停整流；当感应线圈300的第一端s1正在进行调制时，第二端s2应暂停整流。在此情况下，当处理器60通过调制控制信号c23导通调制晶体管23以对感应线圈300的第二端s2进行调制时，也会同步通过整流关闭信号c14导通整流关闭晶体管146，使整流控制信号s12下降到零电位以持续断开整流晶体管12。除此之外，保护二极管145耦接至整流控制晶体管14的栅极与地端之间，可用来限制整流控制晶体管14的栅极电压在一定范围内。也就是说，根据整流控制晶体管14的组件特性，保护二极管145可锁定整流控制晶体管14的栅极电压的上限，以避免整流控制晶体管14的栅极电压超过其组件耐压而烧毁。一般来说，保护二极管145可采用齐纳二极管来实现，但不应以此为限。

另一方面，如图5b所示，整流控制模块r2包括一整流控制晶体管24、电压转换电阻241及243、加速放电二极管242及244、一整流关闭晶体管246及一保护二极管245。整流控制晶体管24是一n型金氧半场效晶体管，其漏极耦接至整流晶体管22，用来输出整流控制信号s22至整流晶体管22；其源极耦接至地端；其栅极则通过电压转换电阻241及加速放电二极管242连接至感应线圈300的第二端s2，以受控于感应线圈300的第二端s2的电压。电压转换电阻241耦接至感应线圈300的第二端s2与整流控制晶体管24的栅极之间，可用来控制整流控制晶体管24的栅极电压随着感应线圈300的第二端s2的电压变化。此外，加速放电二极管242也耦接至感应线圈300的第二端s2与整流控制晶体管24的栅极之间，当感应线圈300的第二端s2的电压下降时，可用来控制整流控制晶体管24的栅极电压快速下降，以快速断开整流控制晶体管24，进而加速提升整流控制信号s22。进一步地，电压转换电阻243耦接至感应线圈300的第一端s1与整流控制晶体管24的漏极之间，可用来控制整流控制信号s22随着感应线圈300的第一端s1的电压进行变化。此外，加速放电二极管244耦接至感应线圈300的第一端s1与整流控制晶体管24的漏极之间，当感应线圈300的第一端s1的电压下降时，可用来加速降低整流控制信号s22的电压。整流关闭晶体管246耦接至处理器60及整流控制晶体管24的漏极，可在调制控制模块m1对感应线圈300的第一端s1进行调制时，控制整流控制信号s22持续断开整流晶体管22，以暂停对感应线圈300的第二端s2进行整流。在此情况下，当处理器60通过调制控制信号c13导通调制晶体管13以对感应线圈300的第一端s1进行调制时，也会同步通过整流关闭信号c24导通整流关闭晶体管246，使整流控制信号s22下降到零电位以持续断开整流晶体管22。除此之外，保护二极管245耦接至整流控制晶体管24的栅极与地端之间，可用来限制整流控制晶体管24的栅极电压在一定范围内。相关于整流控制模块r2的详细运作方式可参考上述对于整流控制模块r1的说明，在此不赘述。

有别于现有技术中，整流控制仅在线圈两端各通过单一电阻输入线圈电压来控制整流晶体管，在本发明的实施例中，可通过整流控制模块来控制整流晶体管，以提升整流切换时整流晶体管导通与断开的速度，同时使整流晶体管在断开时其控制信号(即栅极电压)可完全达到零电位，以避免调制时整流晶体管无法完全断开而产生多余的功率损耗。请参考图6，图6为受电模块30中进行信号调制时信号波形的示意图。如图6所示，波形w6_1为处理器60输出至调制控制模块m1的调制控制信号c13，其也可代表处理器60输出至整流控制模块r2的整流关闭信号c24；波形w6_2为整流控制模块r2所输出的整流控制信号s22，即整流晶体管22的栅极信号；波形w6_3为信号调制反馈到供电端线圈上的波形。由图6可知，在进行信号调制时，信号会反馈到供电线圈以产生振荡幅度的变化，且相较于现有技术中整流晶体管在进行信号调制时无法完全持续断开(如图2的波形w2_2所示)，本发明可在进行信号调制时完全持续断开整流晶体管，以避免整流晶体管产生额外的功率损耗，进而提升调制的效率。

值得注意的是，根据受电模块30所示的电路结构，本发明可在不影响电流承受导通能力的情况下，同时达到快速的整流切换。详细来说，根据金氧半场效晶体管的特性，可用来承受导通大电流的晶体管往往具有较大的寄生电容，此寄生电容限制了栅极信号的切换速度；另一方面，对于栅极具有较小寄生电容其信号具有高速切换能力的晶体管而言，其电流承受导通能力必定较为薄弱。在此情况下，现有技术所采用的整流晶体管(如美国专利公开案us2013/0342027a1中的下桥开关组件a2及b2)必须在电流承受导通能力以及整流切换速度之间进行取舍，使整流的能力受到限制。相较之下，在本发明的受电模块30中，整流晶体管12及22可采用电流承受导通能力较强的组件，以承受感应线圈300上的大电流。整流切换速度则可通过整流控制模块r1及r2来协助提升。也就是说，整流控制模块r1及r2中的整流控制晶体管14及24可采用切换速度较快的晶体管，并通过加速放电二极管142、144、242及244分别在整流控制晶体管14及24的栅极与漏极端产生快速放电的效果，以提升整流控制信号s12及s22的切换速度，进而加速整流晶体管12及22的开关切换。如此一来，本发明可同时提升电流承受导通能力及整流切换速度。

如上所述，本发明采用错动方式对感应线圈两端进行信号调制。以受电模块30为例，处理器60可交替开启调制控制模块m1及m2，以在不同调制区间内分别对感应线圈300的第一端s1及第二端s2进行信号调制。详细来说，针对一调制信号，处理器60可先设定相对应的多个调制区间。接着，在上述多个调制区间中的第i个调制区间内，处理器60可控制调制控制模块m1对感应线圈300的第一端s1进行调制，其中i为奇数；在上述多个调制区间中的第j个调制区间内，处理器60可控制调制控制模块m2对感应线圈300的第二端s2进行调制，其中j为偶数。换句话说，在受电模块30中，对感应线圈300的第一端s1进行调制时不调制第二端s2，对感应线圈300的第二端s2进行调制时不调制第一端s1。较佳地，上述多个调制区间所包含的调制区间数目为偶数，使得感应线圈300的第一端s1与第二端s2进行信号调制的次数相同。

详细来说，在上述第i个调制区间内，处理器60可通过调制控制信号c13导通耦接至感应线圈300的第一端s1的调制晶体管13，以对感应线圈300的第一端s1进行调制；在上述第j个调制区间内，处理器60可通过调制控制信号c23导通耦接至感应线圈300的第二端s2的调制晶体管23，以对感应线圈300的第二端s2进行调制。即，调制晶体管13及23交替导通以产生调制信号。如上所述，当感应线圈300的一端进行调制时，其对向端需暂停整流，以避免整流回路通过大量电流而消耗过大的功率。由于感应线圈300的两端是以错动方式进行调制，因此，在进行调制时，同一时间仅有一端停止整流而另一端可正常输出电力，可降低信号调制期间对供电输出功率所造成的影响。相较之下，现有技术往往在同一时间对感应线圈的两端进行调制，使得线圈两端需同时暂停整流，造成了整流输出电压瞬间大幅下降而影响供电输出能力。

请参考图7，图7为受电模块30中进行信号调制时信号波形的示意图。如图7所示，波形w7_1为处理器60输出至调制控制模块m1的调制控制信号c13，波形w7_2为处理器60输出至调制控制模块m2的调制控制信号c23，波形w7_3为感应线圈300中线圈与电容之间的信号，波形w7_4为感应线圈300的第一端s1的电压信号，波形w7_5为整流控制模块r2输出至整流晶体管22的整流控制信号s22，波形w7_6为整流控制模块r1输出至整流晶体管12的整流控制信号s12。在图7中，一调制信号对应到4个调制区间，其中，在第1个和第3个调制区间内仅导通调制控制模块m1内部的调制晶体管13，以对感应线圈300的第一端s1进行信号调制；在第2个和第4个调制区间内仅导通调制控制模块m2内部的调制晶体管23，以对感应线圈300的第二端s2进行信号调制。通过上述信号调制方式，可在线圈上产生电性变化，其可反馈到供电端再通过信号解析及译码而还原调制数据。除此之外，在进行信号调制时，感应线圈300的对向端会同步暂停整流，由波形w7_5及w7_6可看出，通过整流关闭晶体管146及246的控制，整流控制信号s12及s22都能够完全到达零电位，以完全持续断开整流晶体管12及22，且感应线圈300两端的整流不会同时暂停，即在任何时间点至少会有一端整流输出电力，使得信号调制运作不至于对电力输出效率造成太大影响。

值得注意的是，相较于现有感应线圈两端同时进行信号调制的方式而言，本发明的错动式调制方式也可对供电端线圈产生明显的信号反射，特别是在供电负载较大的情况下，本发明的错动式调制方式更不易受到负载的影响，而能够维持其信号调制效果。

除此之外，在图7的实施例中，一调制信号包括4个调制区间，但在其它实施例中，调制信号可包括任意数目的调制区间，且调制区间的长度也可根据系统需求而任意调整，只要每一调制区间的长度大致相等即可。此外，在上述实施例中，处理器60先启动调制控制信号c13，再启动调制控制信号c23，但在其它实施例中，也可改变启动的顺序，即先启动调制控制信号c23，再启动调制控制信号c13，而不限于此。

另一方面，通过比较器及参考电压产生器的运作，本发明也解决了现有技术中每一调制信号反馈到供电端的信号变化量大小不一的缺点。有别于现有技术中调制信号随机性地出现在线圈的振荡周期上，在本发明的实施例中，处理器可通过比较器来侦测感应线圈两端电位切换的时间点，以根据电位切换的周期(即整流切换周期)来发送调制控制信号，使得每一调制信号都可对应到固定的电位切换周期。请再次参考图3，并以图3的受电模块30为例。处理器60可先设定对应于一调制信号的多个调制区间。接着，比较器71比较感应线圈300的第一端s1或第二端s2所对应的线圈电压vs与参考电压vref，以产生比较结果cr，并输出比较结果cr至处理器60。处理器60再根据比较结果cr，决定上述多个调制区间开始及停止的时间点。详细来说，比较器71的一输入端可接收整流控制模块r1中的整流控制晶体管14或整流控制模块r2中的整流控制晶体管24的栅极电压，由整流控制模块r1及r2的电路结构可知，整流控制晶体管14及24的栅极分别通过电压转换电阻141、加速放电二极管142以及电压转换电阻241、加速放电二极管242连结至感应线圈300的第一端s1及第二端s2，其栅极电压并随着感应线圈300的线圈电压vs变化。在此情况下，整流控制晶体管14及24的栅极电压可对应到感应线圈300的线圈电压vs。比较器71的另一输入端则从参考电压产生器72接收参考电压vref，并在输出端输出上述栅极电压与参考电压vref的比较结果。参考电压vref应设定于整流控制晶体管14及24的栅极电压的高电位与低电位之间的一电压电平，以判断感应线圈300两端所处的电位高低。

值得注意的是，受电模块30中仅包括单一比较器71，其连接于整流控制模块r1以接收整流控制晶体管14的栅极电压。由于感应线圈300的第一端s1及第二端s2的切换周期相同且电位高低互为反相，因此比较器71只需要取得感应线圈300的第一端s1的周期与电位高低，即等同于取得第二端s2的周期与电位高低。在另一实施例中，也可将比较器71改为连接至整流控制模块r2以取得感应线圈300的第二端s2的周期与电位高低，而不限于此。除此之外，比较器71也可通过其它方式取得线圈电压vs及切换周期，而不限于通过整流控制模块r1或r2的方式。

接着，处理器60可根据比较结果cr(其包括感应线圈300两端的切换周期与电位高低)，来决定每一调制区间开始及停止的时间点。以下范例以对应于图3中受电模块30的电路结构来说明，即比较器71比较对应于感应线圈300的第一端s1的线圈电压vs与参考电压vref而产生比较结果cr的情形。本领域的技术人员应可通过本范例所公开的内容推知比较器71连接至感应线圈300的第二端s2的情形。

首先，针对一调制信号所对应的多个调制区间，处理器60可设定每一调制区间所对应的一预定时间，一般来说，可设定每一调制区间所对应的预定时间都相同，其可大致等于数个(例如3或4个)线圈电压vs切换的周期。接着，当处理器60接收到一信号调制指示时，可依据比较结果cr判断感应线圈300的第一端s1所处的电位高低，并据此决定是否开始对应于第一端s1的一调制区间，同时在该调制区间开始时启动定时器。当定时器的计时时间到达该预定时间时(即经过数个周期后)，处理器60即可依据比较结果cr判断感应线圈300的第一端s1所处的电位高低，并据此决定是否停止调制区间。

详细来说，针对调制区间的开始时间，处理器60可在接收到信号调制指示以后，通过比较结果cr来判断感应线圈300的第一端s1的电位下降至低于参考电压vref的一低电位的时间点，并在此时间点控制调制区间开始(即导通调制控制模块m1中的调制晶体管13)，使得感应线圈300的第一端s1在位于低电位时开始进行调制。同样地，针对调制区间的停止时间，处理器60也可在预定时间到达以后，通过比较结果cr来判断感应线圈300的第一端s1的电位下降至低于参考电压vref的一低电位的时间点，并在此时间点控制调制区间停止(即断开调制控制模块m1中的调制晶体管13)，使得感应线圈300的第一端s1在位于低电位时停止进行调制。需注意的是，信号调制的运作是通过分别耦接至感应线圈300的第一端s1及第二端s2的调制晶体管13及23来拉低第一端s1及第二端s2的电压信号，在此情形下，由于感应线圈300的第一端s1及第二端s2的电压信号近似方波，其低电位接近零电位而无法产生拉低效果，只有高电位的部分会受到调制影响。换句话说，根据比较结果cr，处理器60可控制信号调制的运作在相对应线圈电压vs为低电位时(即不受到调制影响时)开始或结束，使得信号调制区间可包括完整的线圈电压vs的切换周期，即线圈电压vs位于高电位的数个完整期间。进一步来说，由于每一调制区间所对应的预定时间都相同，因此每一调制区间可包括相同数目且完整的线圈电压vs的切换周期。如此一来，每一调制信号都可在线圈上产生相同幅度的信号变化量，以提升供电端进行信号判别的准确度。

另一方面，比较器71对感应线圈300的第一端s1的电压与参考电压vref进行比较而产生的比较结果cr也可用来判别感应线圈300的第二端s2的电位高低。详细来说，当处理器60接收到一信号调制指示且欲对感应线圈300的第二端s2进行调制时，可依据比较结果cr判断感应线圈300的第一端s1所处的电位高低，进而判断感应线圈300的第二端s2所处的电位高低，并据此决定是否开始对应于第二端s2的一调制区间，同时在该调制区间开始时启动定时器。当定时器的计时时间到达预定时间时(即经过数个周期后)，处理器60即可依据比较结果cr判断感应线圈300的第一端s1所处的电位高低，进而判断感应线圈300的第二端s2所处的电位高低，并据此决定是否停止调制区间。如上所述，感应线圈300的第一端s1与第二端s2互为反相信号，当第一端s1为高电位时第二端s2为低电位，当第一端s1为低电位时第二端s2为高电位，因此，只需要通过单一比较器71即可取得感应线圈300两端的电位状态。

详细来说，针对调制区间的开始时间，处理器60可在接收到信号调制指示以后，通过比较结果cr来判断感应线圈300的第一端s1的电位上升至高于参考电压vref的一高电位的时间点，并据此判断感应线圈300的第二端s2位于一低电位，处理器60即可在此时间点控制调制区间开始(即导通调制控制模块m2中的调制晶体管23)，使得感应线圈300的第二端s2在位于低电位时开始进行调制。同样地，针对调制区间的停止时间，处理器60也可在预定时间到达以后，通过比较结果cr来判断感应线圈300的第一端s1的电位上升至高于参考电压vref的一高电位的时间点，并据此判断感应线圈300的第二端s2位于一低电位，处理器60即可在此时间点控制调制区间停止(即断开调制控制模块m2中的调制晶体管23)，使得感应线圈300的第二端s2在位于低电位时停止进行调制。

请参考图8a及图8b，图8a及图8b为受电模块30中进行信号调制时信号波形的示意图。图8a放大了图7中的部分波形，以明确绘示调制区间开始及结束的时间点与线圈电压vs的对应关系；图8b则为多个调制信号的波形。如图8a所示，波形w8_1为波形w7_4的放大，其表示感应线圈300的第一端s1的电压信号；波形w8_2为波形w7_1的放大，其表示调制控制信号c13；波形w8_3则表示比较器71所输出的比较结果cr。由图8a可知，调制控制信号c13开始及停止的时间点都发生在感应线圈300的第一端s1的电压为低电位时，即相对应比较结果cr输出低电位时。一般来说，由于线圈电压vs切换的速度相当快，而处理器60的处理延迟可能造成调制控制信号c13无法恰好在线圈电压vs切换至低电位的时间点启动或关闭，然而，调制控制信号c13只要在感应线圈300的第一端s1位于低电位时启动或关闭，即可确保调制区间包括完整的线圈电压vs切换周期，即线圈电压vs位于高电位的数个完整期间。举例来说，在图8a中，调制区间(即调制控制信号c13导通调制晶体管13的时间)包括了4个线圈电压vs位于高电位的完整期间。

除此之外，如图8b所示，波形w8_4及w8_5分别为调制控制信号c13及c23，波形w8_6则为受电模块30产生的调制信号反射到供电端再通过信号解析电路处理后得到的信号。由图8b可知，每一调制信号都包括完整且数量相同的线圈电压vs切换周期，因此在线圈上产生的信号变化量与变化型态都相同，反射到供电端通过信号解析而得到的信号波形也相同。

值得注意的是，比较器71除了可控制处理器60执行信号调制的时间点之外，也可用来启动或关闭处理器60的运作。在现有技术中，处理器是根据其接收到的电源电压是否到达工作电压来决定是否开启。由于受电模块的电力输出端的稳压器需使用一稳压电容，其具有相当大的电容值，使得稳压电容与处理器之间需设置一开关，此开关在处理器启动以前需关闭，以避免感应线圈连接整流输出的电力需对稳压电容充电而推迟处理器所需工作电压提高后开启的时间，甚至于无法到达其工作电压而无法开启处理器。例如，美国专利公开案us2013/0342027a1的受电模块20中的断路保护电路24即可用来处理上述问题。相较之下，在本发明的实施例中，处理器60可根据比较器71所输出的比较结果cr来决定是否开启。详细来说，当受电模块30靠近一供电装置或放置在一供电装置上时，供电装置会先传送少量电力，受电模块30的感应线圈300在接收到电力以后会开始谐振，即在感应线圈300的两端产生电压变化，此电压变化可通过整流控制模块r1或r2传送至比较器71，进而产生高低电位持续切换的比较结果cr。处理器60即可在接收到比较结果cr以后，判断受电模块30位于一供电装置附近，并开始产生调制信号以反射到供电端。另一方面，当受电模块30的感应线圈300离开供电端时，感应线圈300也会立即停止谐振，即使稳压电容41存在的电荷仍足以供处理器60使用，处理器60仍可通过比较器71得知感应线圈300已停止接收电力，并据此停止相关运作。在此情况下，由于处理器60是根据比较结果cr来进行运作，而不是根据其接收到的电源电压，因此，在本发明的受电模块30中，整流二极管11及21可直接输出电力至稳压器40及电源输出端50，而不需要在稳压电容41前端设置任何开关。

在此实施例中，由于感应线圈300接收到的电力不需通过开关，可在整流以后直接传送至稳压器40及电源输出端50，以避免电流通过开关所造成的功率损耗。除此之外，在现有技术中，由于稳压电容设置在开关后方，在开关导通的瞬间，会因电容吸收大量电力使得电压瞬间大幅下降，若电压过度下降会造成处理器无法正常运作。相较之下，本发明的实施例不需使用开关来隔绝稳压电容与处理器，可避免上述问题的发生。

上述关于受电模块30的运作方式可归纳为一信号调制流程90，如图9所示。信号调制流程90包括以下步骤：

步骤900：开始。

步骤902：处理器60设定一调制信号所对应的多个调制区间。

步骤904：处理器60在多个调制区间中进行调制。若为第i个调制区间(i为奇数)，则执行步骤906；若为第j个调制区间(j为偶数)，则执行步骤910。

步骤906：比较器71比较感应线圈300的第一端s1或第二端s2的电压与参考电压vref，以产生比较结果cr，并根据比较结果cr，决定第i个调制区间开始及停止的时间点。

步骤908：在第i个调制区间内，处理器60通过调制控制信号c13导通调制晶体管13，以对感应线圈300的第一端s1进行调制，并通过整流关闭信号c24控制整流控制信号s22下降到零电位以断开整流晶体管22，进而暂停感应线圈300的第二端s2的整流，再执行步骤914。

步骤910：比较器71比较感应线圈300的第一端s1或第二端s2的电压与参考电压vref，以产生比较结果cr，并根据比较结果cr，决定第j个调制区间开始及停止的时间点。

步骤912：在第j个调制区间内，处理器60通过调制控制信号c23导通调制晶体管23，以对感应线圈300的第二端s2进行调制，并通过整流关闭信号c14控制整流控制信号s12下降到零电位以断开整流晶体管12，进而暂停感应线圈300的第一端s1的整流。

步骤914：处理器60判断是否完成该调制信号所对应的所有调制区间中的信号调制。若是，则执行步骤916；若否，则执行步骤904。

步骤916：结束。

关于信号调制流程90的详细运作方式及变化可参考前述说明，在此不赘述。

综上所述，本发明通过错动方式来进行信号调制，即交替进行在感应线圈的第一端及第二端的信号调制，可在供电端产生明显的信号反射，且位于感应线圈两端的整流晶体管不需同时断开，可降低信号调制对供电输出功率所造成的影响。此外，通过比较器的运作，信号调制的时间点可对应到线圈电压的切换周期，处理器可根据比较器的比较结果，在特定时间点开始或停止进行信号调制，使得每一调制信号可在线圈上产生相同幅度的信号变化量，以提升供电端进行信号判别的准确度。另外，处理器也可通过比较器，根据线圈电压的切换来决定是否开始运作，而不是由接收到的电压大小来决定，因而不需在稳压电容与处理器之间设置开关来控制处理器的工作电压。再者，通过本发明的受电模块的电路结构，整流晶体管可由整流控制模块进行控制，以同时实现高电流承受导通能力和高整流切换速度。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。