本发明属于工业电源及新能源技术领域，具体涉及一种pfc电源装置。有源电力滤波器、无功补偿、潮流控制、不间断电源、交直流传动系统、通信电源、风力发电、混合动力车充电站、工业变频器等各种工业电源和新能源领域。
背景技术：
随着电力电子技术的迅速发展与进步，电力电子装置发挥着重要的作用并被广泛地应用在工业的各个领域中。但由于电力电子装置中器件的非线性特性，在进行能量变换时，引起了电压、电流畸变，产生了大量的谐波。因此，人们提出了许多低电压、电流以及单位功率因数的pwm整流器。其中，vienna型三相三电平pwm整流器由于其输入电流谐波含量小、电压变化率小、功率器件电压应力小等特点而得到广泛应用。
vienna整流器与传统的整流器相比，具有以下优点：
1)由于所需的功率管器件少且电压应力仅为直流母线电压的一半，使其结构简单，成本更低，系统更可靠；
2)每个桥臂只有一个双向开关，无直通问题，不需设置驱动死区时间，使得控制电路简单、可靠；
3)纹波一定时，输入电感感量、体积、重量以及滤波电感体积会更小。
而为了进一步降低谐波含量、减小emi以及滤波电感体积，采用交错的vienna型三相三电平pwm整流器。而在实际应用中，现有的拓扑中有以下两个缺点：
1)硬件无法自均流，需对每一相的每条支路电流进行采样并控制，电路复杂且控制难度增加，降低了装置的可靠性；
2)在每一相交错的两个支路中，由于交错相中不同的电压产生了环流，若环流较大时，将影响拓扑的工作状态，增大控制难度、功率管损耗与应力等。进而降低了整机效率、系统的稳定性与可靠性。
技术实现要素：
为克服上述现有技术的不足，本发明的目的是提供一种pfc电源装置，本发明采用交错的vienna型三相三电平pwm整流器装置，可有效的解决目前交错的vienna拓扑存在的下列技术问题：1)每相增加一个耦合变压器，可实现硬件自主均流，且每相只需要一路电流检测电路，控制简单、可靠，提高了系统的稳定性与可靠性；2)采用耦合变压器与升压电感串联的方式，耦合变压器近网测一端，升压电压靠近功率管一端，可大大的增加交错相回路中的阻抗；具有控制简单、稳定性和可靠性好、增加回路中阻抗的特点。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：一种pfc电源装置，包括有包括输入电源u、输入电源v、输入电源w；输入电源u与耦合变压器t1串联，电源的输出接到耦合变压器t1的输入端；u相经过t1将线路分为两路，t1的输出端一路与升压电感l1串联，接到升压电感l1的输入端，t1的另一路输出端与升压电感l2的输入端串联；升压电感l1的输出端分别接到升压二极管d1的阳极、升压二极管d2的阴极、升压开关管s1的输入端；升压电感l2的输出端分别接到升压二极管d3的阳极、升压二极管d4的阴极、升压开关管s2的输入端；升压二极管d1、d3的阴极连接到母线电容c1的正极，升压开关管s1、s2的输出端连接到母线电容c1的负极，升压二极管d2、d4的阳极连接到母线电容c2的负极；
所述的输入电源v与耦合变压器t2串联，输入电源v的输出接到耦合变压器t2的输入端；输入电源v相经过t2将线路分为两路，t2的输出端一路与升压电感l3串联，接到升压电感l3的输入端，t2的另一路输出端与升压电感l4的输入端串联；升压电感l3的输出端分别接到升压二极管d5的阳极、升压二极管d6的阴极、升压开关管s3的输入端；升压电感l4的输出端分别接到升压二极管d7的阳极、升压二极管d8的阴极、升压开关管s4的输入端；升压二极管d5、d7的阴极连接到母线电容c1的正极，升压开关管s3、s4的输出端连接到母线电容c1的负极，升压二极管d6、d8的阳极连接到母线电容c2的负极；
所述的输入电源w与耦合变压器t3串联，电源的输出接到耦合变压器t3的输入端；输入电源w相经过t3将线路分为两路，t3的输出端一路与升压电感l5串联，接到升压电感l5的输入端，t3的另一路输出端与升压电感l6的输入端串联；升压电感l5的输出端分别接到升压二极管d9的阳极、升压二极管d10的阴极、升压开关管s5的输入端；升压电感l6的输出端分别接到升压二极管d11的阳极、升压二极管d12的阴极、升压开关管s6的输入端；升压二极管d9、d11的阴极连接到母线电容c1的正极，升压开关管s5、s6的输出端连接到母线电容c1的负极，升压二极管d10、d12的阳极连接到母线电容c2的负极。
所述的所述的输入电源u、输入电源v、输入电源w的输出端均与电流采样器相连。
所述的升压开关管s1-s6均由两个开关管q1、开关管q2反向串联组成，且开关管q1、q2上并联二极管，其二极管是开关管寄生二极管或者复合二极管组成。
所述的升压开关管s1-s6均由一个开关管q1、四个二极管d1、d2、d3、d4组成，其中二极管d1的阳极与d2的阴极串联相连，d3的阳极与d4的阴极串联相连，二极管d1、二极管d3的阴极与开关管q1的集电极相连，二极管d2、二极管d4的阳极与开关管q1的发射极相连，即二极管d1与二极管d2、二极管d3与二极管d4组成的串联电路与开关管q1并联。
所述的升压电感l1、升压电感l2与耦合变压器t1串联连接，升压电感l3、l4与耦合变压器t2串联连接，升压电感l5、升压电感l6与耦合变压器t3串联连接，且不限于升压电感l1、升压电感l2与耦合变压器t1、升压电感l3、升压电感l4与耦合变压器t2、升压电感l5、升压电感l6与耦合变压器t3的串联前后位置。
本发明与现有技术相比，具有如下优点：
1)本发明交错的vienna相比不交错vienna拓扑具有降低谐波含量、减小emi以及滤波电感体积、功率器件热分布均匀等优点；
2)本发明采用耦合变压器，将双绕组变压器的一次绕组与二次绕组按顺极性串联起来，构成一个耦合变压器。耦合变压器的两个绕组之间，不但有磁的联系，还有电的联系，且两绕组的匝比n1＝n2，这样，开关管交错导通时，当励磁电压源加在任一个绕组上，使得两个绕组的电压u1＝u2，根据变压器原理图可得两个绕组的电流i1＝i2，从而实现硬件自主均流。这样，电流无需检测支路电流，只需要采样每一相总电流进行控制，从而减少了采样电路，不仅降低了成本，而且降低了电路复杂程度以及控制难度，提高了系统的稳定性与可靠性；
3)交错相之间采用耦合变压器之后再接入主电感的方式，当交错导通的开关管出现同时开通或者关断时，此时耦合变压器因两个绕组同时励磁且方向相反或者同时绕组未励磁而使得变压器绕组两端电压为零，此时，两个绕组靠自身阻抗分流。而本发明由于变压器之后再接入主电感的方式，回路中由于升压电感的作用大大的增加了环流回路中的阻抗，有效的抑制了环流，使系统更稳定、更可靠，并且减小了环流回路中功率管以及磁性元件等的损耗，进而提高了系统的效率；
本发明中每相中两支路开关管采用交错导通方案，这样可以使磁性器件倍频工作，进而减小了磁性元件的感量、体积以及重量等，并且可有效的减小emi电路；
本发明升压电感放在耦合变压器后面，每条支路使用一个升压电感，比升压电感放在耦合变压器前面虽然增加了电感数量，但是这样相对减小了升压电感的体积，有利于电感散热，也有利于半导体器件、电感、变压器等器件的布局，实现系统的高功率密度布局。
若变压器出现饱和时，本发明采用变压器之后再接入主电感的方式，即使前级耦合变压器饱和，系统也可正常运行，提高了系统的可靠性。
附图说明
图1为本发明的pfc电源装置的电路图。
图2为本发明pfc电源装置的交错发波电路图。
图3为本发明提供的交错发波时序图。
图4为本发明交错相开关管s1断开，s2闭合均流电路图(占空比≤0.5)。
图5本发明pfc电源装置交错相开关管s1断开，s2闭合均流等效电路图。
图6本发明提供的交错相开关管s1断开，s2断开均流电路图。
图7本发明提供的交错相开关管s1断开，s2断开均流等效电路图。
图8本发明提供的交错相开关管s1断开，s2闭合均流电路图(占空比大于0.5)。
图9本发明提供的交错相开关管s1闭合，s2闭合均流电路图。
图10本发明提供的交错相开关管s1闭合，s2闭合均流等效电路图。
图11本发明提供功率开关管的第一种形式。
图12本发明提供功率开关管的第二种形式。
图13本发明提供升压电感与耦合变压器串联位置替换方案电路图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的结构原理和工作原理作进一步详细说明。
一种pfc电源装置，包括有包括输入电源u、输入电源v、输入电源w；输入电源u与耦合变压器t1串联，电源的输出接到耦合变压器t1的输入端；u相经过t1将线路分为两路，t1的输出端一路与升压电感l1串联，接到升压电感l1的输入端，t1的另一路输出端与升压电感l2的输入端串联；升压电感l1的输出端分别接到升压二极管d1的阳极、升压二极管d2的阴极、升压开关管s1的输入端；升压电感l2的输出端分别接到升压二极管d3的阳极、升压二极管d4的阴极、升压开关管s2的输入端；升压二极管d1、d3的阴极连接到母线电容c1的正极(图中bus+)，升压开关管s1、s2的输出端连接到母线电容c1的负极(图中gnd)，升压二极管d2、d4的阳极连接到母线电容c2的负极(图中bus-)；
所述的输入电源v与耦合变压器t2串联，输入电源v的输出接到耦合变压器t2的输入端；输入电源v相经过t2将线路分为两路，t2的输出端一路与升压电感l3串联，接到升压电感l3的输入端，t2的另一路输出端与升压电感l4的输入端串联；升压电感l3的输出端分别接到升压二极管d5的阳极、升压二极管d6的阴极、升压开关管s3的输入端；升压电感l4的输出端分别接到升压二极管d7的阳极、升压二极管d8的阴极、升压开关管s4的输入端；升压二极管d5、d7的阴极连接到母线电容c1的正极(图中bus+)，升压开关管s3、s4的输出端连接到母线电容c1的负极(图中gnd)，升压二极管d6、d8的阳极连接到母线电容c2的负极(图中bus-)；
所述的输入电源w与耦合变压器t3串联，电源的输出接到耦合变压器t3的输入端；输入电源w相经过t3将线路分为两路，t3的输出端一路与升压电感l5串联，接到升压电感l5的输入端，t3的另一路输出端与升压电感l6的输入端串联；升压电感l5的输出端分别接到升压二极管d9的阳极、升压二极管d10的阴极、升压开关管s5的输入端；升压电感l6的输出端分别接到升压二极管d11的阳极、升压二极管d12的阴极、升压开关管s6的输入端；升压二极管d9、d11的阴极连接到母线电容c1的正极(图中bus+)，升压开关管s5、s6的输出端连接到母线电容c1的负极(图中gnd)，升压二极管d10、d12的阳极连接到母线电容c2的负极(图中bus-)。
所述的所述的输入电源u、输入电源v、输入电源w的输出端均与电流采样器相连。
耦合变压器t1、t2、t3(图中黑点代表同名端)，升压电感l1、l2、l3、l4、l5、l6，升压二极管d1、d2、d3、d4、d5、d6、d7、d8、d9、d10、d11、d12，升压开关管s1、s2、s3、s4、s5、s6，输出母线电容c1、c2组成。
本发明采用交错拓扑方案，三相输入电源u、输入电源v和输入电源w可独立工作，及通过采集输入电源u、输入电源v、输入电源w相电流以及对pwm1a、pwm1b、pwm2a、pwm2b、pwm3a、pwm3b的驱动信号的控制来分别对升压电感l1、升压电感l2、升压电感l3、升压电感l4、升压电感l5、升压电感l6的电流进行控制。如图2所示。而升压电感l1、升压电感l2的电流之和为输入电源u的相电流，升压电感l3、升压电感l4的电流之和为输入电源v的相电流，升压电感l5、升压电感l6的电流之和为w的相电流，本发明采用交错并联技术，及pwm1a的相位超前或滞后pwm1b180°，pwm2a的相位超前或滞后pwm2b180°，pwm3a的相位超前或滞后pwm3b180°。以输入电源u相为例，pwm1a与pwm1b发波时序图如图三所示，输入电源v、输入电源w两相发波与输入电源u相相同，不再具体绘图说明。这样，电流的纹波将大大减小。以u相为例，当本发明的u相开关s1导通时，升压电感l1储能，电流上升，s1关断时，电感释放能量，升压电感l1电流下降。由于u相的开关s1、s2相位上相差180°，及s1开关pwm1a超前或滞后s2开关pwm1b波180°。这样，使得升压电感l1的电流上升时，升压电感l2的电流下降，升压电感l1的电流下降时，电感l2的电流上升，同样，升压电感l2的电流上升时，升压电感l1的电流下降，升压电感l2的电流下降时，升压电感l1的电流上升。这样，其开关管的频率只是电流纹波频率的一半，因此，u相总额输入电流纹波减小，由于倍频关系，可使磁性器件、电容倍频工作，进而减小了磁性元件的感量、体积以及重量等，并且可有效的减小emi电路。
图1为本发明的拓扑结构，此pfc电路主拓扑主要包括输入电源u、v、w，耦合变压器t1、t2、t3(图中黑点代表同名端)，升压电感l1、l2、l3、l4、l5、l6，升压二极管d1、d2、d3、d4、d5、d6、d7、d8、d9、d10、d11、d12，升压开关管s1、s2、s3、s4、s5、s6，输出母线电容c1、c2等组成。其电路由一个输入电源u与耦合变压器t1串联，电源的输出接到耦合变压器t1的输入端；u相经过t1将线路分为两路，t1的输出端一路与升压电感l1串联，接到升压电感l1的输入端，t1的另一路输出端与升压电感l2的输入端串联；升压电感l1的输出端分别接到升压二极管d1的阳极、升压二极管d2的阴极、升压开关管s1的输入端；升压电感l2的输出端分别接到升压二极管d3的阳极、升压二极管d4的阴极、升压开关管s2的输入端；升压二极管d1、d3的阴极连接到母线电容c1的正极(图中bus+)，升压开关管s1、s2的输出端连接到母线电容c1的负极(图中gnd)，升压二极管d2、d4的阳极连接到母线电容c2的负极(图中bus-)；另外两相输入电源v、输入电源w的接法与输入电源u相类似。
如图1中，本发明拓扑采用耦合变压器t1、t2、t3，在一相中两个交错的支路实现硬件自主均流，这样只需要采样每一相电流进行控制即可，不需要对支路的电流进行采样及控制，简化了控制电路以及线路布局并降低了成本，而且使软件控制变得简单、可靠，并提高了系统的稳定性与可靠性。
交错的两个支路之间由于不同的电压将给系统带来有害的环路电流，以u相为例：
1.当开关管s1、s2占空比d≤0.5时：
1)开关管s1断开，s2闭合
如图4中所示，当整流器中开关管s1断开，开关管s2闭合时，此时二极管d1导通。存在一条回路，由耦合变压器t1、升压电感l1、升压电感l2、升压二极管d1、升压开关管s2以及电容c1组成。升压电感l1、二极管d1与耦合变压器串联的绕组组成放电回路，升压电感l2、开关管s2与耦合变压器串联的绕组组成充电回路。励磁电压u2加在与升压电感l2串联的耦合变压器t1的绕组上，由于耦合变压器t1两个绕组的匝比n2＝n1，在耦合变压器t1的另一个绕组，即与升压电感l1串联的绕组产生相等的电压u1，即u1＝u2，根据变压器原理可得，两支路的电流i1＝i2，从而实现每条支路的硬件自主均流。如下图5所示。
2)开关管s1断开，s2断开
如图6中所示，当整流器中开关管s1、开关管s2都断开时，u相的两条支路都处于升压电感l1、升压电感l2放电状态。如上图所示，此时两条支路并联，即耦合变压器t1、升压电感l1、d1组成的回路与耦合变压器t1、升压电感l2、二极管d3组成的支路并联。由于放电时，耦合变压器各个绕组都未有励磁源电压加在线圈的两端，此时耦合变压器t1各个线圈两端电压为零，只有直流阻抗。因此，两个并联回路的电流取决于线路阻抗大小，阻抗大的电流小，阻抗小的电流大。而本发明升压电感在耦合变压器之后，进而大大增加了线路中的阻抗，使支路电流自主均流，并且抑制了系统环流。
图7是交错支路之间的均流等效电路图，图中i表示交错相支路总电流；r3表示与升压电感l1串联的耦合变压器支路的直流阻抗；r4表示与升压电感l2串联的耦合变压器支路的直流阻抗；升压电感l1、升压电感l2交错相支路的升压电感；r1、r2交错相支路电路线路等效阻抗。两条支路并联可得：
式中：
(r3+ωl1+r1)∪(r4+ωl2+r2)表示两条支路阻抗并联；
从式中可以看出，若没有升压电感，两条支路电流分流由电阻r4+r2与r3+r1阻抗大小决定，而此电阻阻值都很小，且变压器绕线阻抗与线路阻抗很难控制一样，很小的误差就会引起两条支路电流不均，引起环流。而本发明拓扑结构的优点，将升压电感串联接在变压器之后，由上述公式可知，ωl1、ωl2大大增加了线路阻抗，大大减小了因线路以及器件等引起的误差阻抗的影响，从而解决两条支路电流不均的问题。这样在环流回路中大大的增加了回路的阻抗，这样可以有效的抑制环流，减小了控制难度、使系统工作稳定、可靠，并且减小了功率管流过的电流有效值，进而减小了损耗，提高了系统效率。
2.当开关管s1、s2占空比d＞0.5时：
1)开关管s1断开，s2闭合
如图8所示，当占空比d大于0.5时，开关管s1断开，s2闭合，此工作状态与占空比d≤0.5时的工作状态一致，其原理不在详细叙述。
2)开关管s1闭合，s2闭合
如图9中所示，当整流器中开关管s1、开关管s2都闭合时，输入电源u相的两条支路都处于升压电感l1、升压电感l2充电状态。此时两条支路并联，即耦合变压器t1、升压电感l1、s1组成的回路与耦合变压器t1、升压电感l2、开关管s2组成的支路并联。充电时，耦合变压器各个绕组在线圈的两端都加有相等的励磁源，而由于耦合变压器绕组按顺极性串联起来，两个绕组产生的磁场抵消，此时耦合变压器t1各个线圈两端电压为零，只有直流阻抗，因此，两个并联回路的电流取决于线路阻抗大小，阻抗大的电流小，阻抗小的电流大。而本发明升压电感在耦合变压器之后，进而大大增加了线路中的阻抗，使支路电流自主均流，并且抑制了系统环流。
图10是交错支路之间的均流等效电路图，图中i表示交错相支路总电流；r3表示与升压电感l1串联的耦合变压器支路的直流阻抗；r4表示与升压电感l2串联的耦合变压器支路的直流阻抗；升压电感l1、升压电感l2交错相支路的升压电感；r1、r2分别表示交错相两条支路电路线路等效阻抗与开关管等效阻抗之和。两条支路并联可得：
式中：
(r3+ωl1+r1)∪(r4+ωl2+r2)表示两条支路阻抗并联；
从式中可以看出，若没有升压电感，两条支路电流分流由电阻r4+r2与r3+r1阻抗决定，而此电阻阻值都很小，且变压器绕线阻抗与线路阻抗很难控制一样，很小的误差就会引起两条支路电流不均，引起环流。而本发明拓扑结构的优点，将升压电感串联接在变压器之后，由上述公式可知，ωl1、ωl2大大增加了线路阻抗，大大减小了因线路以及器件等引起的误差阻抗的影响，从而解决两条支路电流不均的问题。这样在环流回路中大大的增加了回路的阻抗，这样可以有效的抑制环流，减小了控制难度、使系统工作稳定、可靠，并且减小了功率管流过的电流有效值，进而减小了损耗，提高了系统效率。
同理，当整流器中输入电源u相开关管s1闭合，开关管s2断开时，与开关管s1断开，开关管s2闭合分析原理相同，原理不在详细叙述。
同理可得输入电源v、输入电源w两相的支路环流回路，与输入电源u相相同，其原理不在详细叙述。
所述的开关管(图11)由两个开关管q1、开关管q2反向串联组成，且开关管q1、q2上并联二极管，其二极管是开关管寄生二极管或者复合二极管组成。
开关管q1与开关管q2反向串联相连。
所述的开关管(图12)由一个开关管q1、四个二极管d1、d2、d3、d4组成，其中二极管d1的阳极与d2的阴极串联相连，d3的阳极与d4的阴极串联相连，二极管d1、二极管d3的阴极与开关管q1的集电极相连，二极管d2、二极管d4的阳极与开关管q1的发射极相连，即二极管d1与二极管d2、二极管d3与二极管d4组成的串联电路与开关管q1并联。
1)本发明中的开关管s1、s2、s3、s4、s5、s6有多种形式，如下图11、图12所示：
2)本发明的开关管由mos或igbt等功率器件组成，或者由开关管与二极管组成，或者多种功率器件组合而成等，功率开关管的组合与变换，均属于本发明替换方案。
3)本发明开关管不限于两交错拓扑，也可采用两个以上的开关交错方式，耦合变压器采用多路耦合方式，进而可以进一步降低谐波含量、减小emi以及滤波电感体积、电容纹波，更有利于功率器件的热分散布局。
4)本发明升压电感l1、升压电感l2与耦合变压器t1串联连接，升压电感l3、升压电感l4与耦合变压器t2串联连接，升压电感l5、升压电感l6与耦合变压器t3串联连接，且不限于升压电感l1、升压电感l2与耦合变压器t1、升压电感l3、升压电感l4与耦合变压器t2、升压电感l5、升压电感l6与耦合变压器t3的串联前后位置，如图13所示，升压电压l1、升压电感l2、升压电感l3、升压电感l4、升压电感l5、升压电感l6放在耦合变压器t1、耦合变压器t2、耦合变压器t3的前面或者之间的前后串联位置组合均属于本专利替换方案。