一种高速无刷直流电机无位置传感器控制电路及其反电势相位补偿方法与流程

本发明涉及一种高速无刷直流电机无位置传感器控制电路及其反电势相位补偿方法。

背景技术：

无刷直流电机(brushlessdcmotor，bldcm)具有结构简单、调速性能好、效率高和适应环境强等优点。目前，全球主流的bldcm控制方式可分为两种：带位置传感器的控制和无位置传感器的控制。带位置传感器的电机在电机生产时需要安装位置传感器来检测转子当前的位置，在一些工作环境的温度过高的工况下，位置传感器工作不稳定会产生错误的换相信号使电机失步甚至堵转，从而带来严重的后果。无位置传感器控制能够克服在实际工况下位置传感器所带来的问题，故在一些高温工况下一般选择无位置传感器的bldcm。通过数字信号控制器(digitalsignalcontroller，dsc)运算的方法可实现对无位置bldcm的控制。

考虑到工业现场的要求，牵引器所选用的bldcm转速较高，因此产生的各相相电压频率较大。由于各相相电压信号的处理电路存在一些非线性元件，所以信号处理时带来了一定的相位滞后，使得电机的换相点偏离电机的最佳换相点，导致电机运转不平稳，振动或噪声过大，严重时可能使电机失步。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是针对上述的技术现状而提供一种高速无刷直流电机无位置传感器控制电路及其反电势相位补偿方法。

为实现上述目的，本发明提供了如下技术方案：

一种高速无刷直流电机无位置传感器控制电路，包括了三相绕组m1、m2和m3，在每一相绕组上均耦接有两组功率管，所述6组功率管为vt1、vt2、vt3、vt4、vt5和vt6，其中，vt1和vt4耦接在m1上，vt3和vt6耦接在m2上，vt2和vt5耦接在m3上，在每一个功率管与对应的绕组间均并联有二极管，在每一相绕组上均耦接着滤波电路。

作为本发明的改进，所述滤波电路包括了相互串联的相电阻r、电感l和电机电枢，所述的三组滤波电路相互并联。

一种高速无刷直流电机无位置传感器控制反电势相位补偿方法，包括了如下步骤：

a.采集三相信号反电势；

b.将中心节点电压与相电压进行比较；

c.触发pwm中断服务函数来检测反电势；

d.利用择多函数检测反电势是否过零点，如结果为是，则进入步骤e，如结果为否，则返回到步骤c中并进行相位补偿；

e.根据电机当前转速计算延时时间；

f.触发换相定时器；

g.电机换相。

作为本发明的改进，步骤d中，相位补偿包括了如下步骤：

1)、计算电机转速；

2)、查相位补偿表，并根据相位补偿表得出补偿角度；

3)、在进行补偿后延时30°换相。

作为本发明的进一步改进，pwm中断服务函数计算公式为

δφ＝arctan(2πr1r2c1f/r1+r2)。

与现有技术相比，本发明的优点在于：通过pwm中断服务函数计算公式实现对无位置传感器bldcm的控制，针对bldcm在转速较大的情况下，无法实现“最佳换相逻辑”的问题进行研究。通过理论和试验分析，提出了反电势过零点后一种动态相位补偿的方法，使电机接近“最佳换相逻辑”运行，使电机调速范围变大，增强了电机的工作稳定性，提高了工作效率。

附图说明

图1为理想信号下反电动势、电流波形与功率器件导通关系图；

图2为本发明实施例中bldcm的主电路图；

图3为电机主流程图；

图4为换相程序流程图；

图5为5330r/min下未进行相位补偿波形；

图6为5330r/min下进行相位补偿波形图。

具体实施方式

以下结合附图实施例对本发明作进一步的详细描述。

如附图所示，本实施例为一种高速无刷直流电机无位置传感器控制电路，包括了三相绕组m1、m2和m3，在每一相绕组上均耦接有两组功率管，这6组功率管分别为vt1、vt2、vt3、vt4、vt5和vt6，其中，vt1和vt4耦接在m1上，vt3和vt6耦接在m2上，vt2和vt5耦接在m3上，在每一个功率管与对应的绕组间均并联有二极管，二极管起到了一个稳压的作用，如图5所示，电机绕组的反电势为梯形波、电流为方波。为了dtc(直接转矩控制系统)能够输出最大的转矩，每相绕组电流必须与该相反电势保持一致的相位。因此一个电周期内换相6次，每60°电角度换相一次。dtc断开相绕组的过零点领先该相绕组换相信号30°。由于电机反电势无法直接测量，必须通过相电压等效计算。

如图2所示，假设bldcm三相绕组对称，忽略齿槽效应和磁路饱和，由各绕组等效电路可得如下方程：

u＝ri+ldi/dt+e+un，其中，u为各点相电压对地的电压，r为相电阻，i为相电流，un为电机电枢绕组中心节点电压。

在每一相绕组上均耦接着滤波电路。滤波电路包括了相互串联的相电阻r、电感l和电机电枢，三组滤波电路相互并联。由于任意时刻两相导通，一相截止(没有电流流过)。若未导通相为x相，由于：

ix＝0，可得

ux＝rix+ldix/dt+ex+un＝ex+un，即ex＝ux-un，引申为e＝u-un。

为了得到反电势的过零点，可以间接的比较未导通相电压与中心节点电压的关系，从而间接得到换相信号。

从换相理论上讲，反电势过零检测法就是在检测到反电势的过零点后延迟30°，作为下一组绕组的换相点。合理控制逆变器的触发顺序，使相电流与反电势的相位一致，在反电势波形的平顶部分导通该相绕组，实现电机的“最佳换相逻辑”。当电机实现“最佳换相逻辑”，能够让电机绕组获得最大的利用率，从而使电机具有较大的转矩和较小的转矩波动，此时电机的平稳性最好，实现电机的最佳运行。由于系统采用了脉宽调制(pulsewidthmodulation，pwm)，所以检测到的端电压存在大量斩波成分，会干扰反电势的波形，使过零点不明确，因此通常需要在反电势检测电路上加一个滤波电容。但是，非线性元件的引入必然会产生相移，为使bldcm实现“最佳换相逻辑”，必须在软件中对产生的相移进行动态的相位补偿。

pwm中断服务函数计算公式为

δφ＝arctan(2πr1r2c1f/r1+r2)。式中，f为反电势频率，该电路的相移不仅与元器件的选取大小有关，也与反电势的频率有关，即与电机的转速有关。根据：n＝60f/p可得到电机的反电势频率f＝np/60，其中n为电机转速，p为电机的磁极对数。本实施例所使用的bldcm为三相6拍电机，电机的磁极对数p＝3，额定转速为8800r/min，故电机的反电势频率f最大为440hz。因此，在选择检测电路的元器件时就需要考虑到带宽的问题，同时选取的元件产生的相移角度不能过大。综上所述，选取

r1＝120kω，r2＝1kω，c1＝0.1μf能够满足要求的情况。

当反电势检测电路元器件选定后，随着电机转速的改变，反电势的频率随之改变，因此反电势过零点的相位移角度δφ也不断变化，当频率较低的情况下，反电势产生的相移角度较小，但随着频率的不断增加，相移角度也逐渐增加。由于反电势频率与电机转速有关，因此转速越大，产生的相移角度也就越大。为了使电机依然处于最佳换相状态，就需要在软件上随着电机转速变化而进行动态相位补偿。所补偿角度即为滤波后产生的相移角度，因此电机在反电势过零点后延时30°-δφ后进行换相。表1为不同转速n下电机的反电势频率f，以及产生的相移角度δφ和反电势过零点后的延时角度。

表1不同转数下电极的相移角度和相应的延时角度

一种高速无刷直流电机无位置传感器控制反电势相位补偿方法，包括了如下步骤：

a.采集三相信号反电势；

b.将中心节点电压与相电压进行比较；

c.触发pwm中断服务函数来检测反电势；

d.利用择多函数检测反电势是否过零点，如结果为是，则进入步骤e，如结果为否，则返回到步骤c中并进行相位补偿；

e.根据电机当前转速计算延时时间；

f.触发换相定时器；

g.电机换相。

在步骤d中，相位补偿包括了如下步骤：

1)、计算电机转速；

2)、查相位补偿表，并根据相位补偿表得出补偿角度；

3)、在进行补偿后延时30°换相。

前述的相位补偿表如下表所示，

表2相位补偿表

从图5和图6可以看出，在未进行相位补偿的情况下，反电势的波形存在非常严重的相位滞后现象，呈现非正常的梯形波，进行补偿后，反电势波形为正常阶梯波。对比结果与上述分析一致。同时，转速在5330r/min，未进行相位补偿的情况下，电机会产生很大的噪声和振动，而在进行相位补偿后，电机的噪声和振动均大幅降低，电机能够平稳正常运转。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。