本发明涉及电力电子的技术领域，具体为一种用于双有源全桥dc-dc变换器的模型预测单相移控制方法。
背景技术：
传统的工频变压器具有效率高、可靠性强和价格低廉等突出的优点，但其中的绝缘油带来的环境问题以及体积和质量大、不易维护等缺点也日益突出。随着半导体技术的发展与控制理论的完善，加之对于环保和节能的需求，电力电子变压器取代传统工频变压器逐渐成为未来电力系统的发展趋势。
电力电子变压器除了具有电气隔离和电压转换等功能，还具有体积小、重量轻、环境污染小、无功补偿、谐波治理和电网互联等诸多功能。中频dc-dc变换电路作为电力电子变压器的核心，是实现能量双向传递的关键。在诸多双向dc-dc变换器中，隔离全桥dc-dc变换器以其功率密度高、能量可以双向流动、模块级联容易等突出优势成为中频dc-dc变换电路的首选。
双有源全桥dc-dc变换器常用控制方法主要有pwm控制和相移控制。其中相移控制由于其具有控制方法简单和响应迅速等优点而被广泛使用。最传统的单相移控制是通过采样变换器的输出电压，通过比例-积分(pi)控制器得出相移量量，以此来控制变换器。该控制算法虽然结构简单，但是由于使用了积分控制，所以动态响应慢，对于负载、参考电压以及输入电压突变等极端条件均无法实现快速的动态响应。
技术实现要素：
针对上述问题，本发明的目的在于，提供一种用于双有源全桥dc-dc变换器的模型预测单相移控制方法，以解决现有控制方法对于负载、参考电压以及输入电压突变等极端条件均无法实现快速的动态响应的问题。技术方案如下：
一种用于双有源全桥dc-dc变换器的模型预测单相移控制方法，包括：
s1：根据双有源全桥dc-dc变换器输出电压的状态空间平均模型，构建输出电压的状态方程；
其中，<uo>为变换器在一个控制周期内输出电压的平均值，r为负载电阻，c2为输出侧电容，n为变压器的变比，d为变换器中的相移控制量，lt为辅助电感，fs为开关频率，uin为变换器的输入电压；
s2：根据双有源全桥dc-dc变换器输出电压的状态空间平均模型，推导出输出电压的状态微分方程，并对微分方程中的微分项进行离散化处理，计算得到双有源全桥dc-dc变换器输出电压的预测值：
其中，uo(k)为k时刻变换器输出电压的采样值，uo(k+1)为在k+1时刻变换器输出电压的预测值；
s3：以双有源全桥dc-dc变换器的输出电压预测值和参考值之差的平方构建目标评价函数j；
其中，u*o(k)为双有源全桥dc-dc变换器的输出电压的参考值；
s4：对所述目标评价函数j求导获取双有源全桥dc-dc变换器在模型预测控制策略下的优化相移量dopt：
其中，δuo为双有源全桥dc-dc变换器的输出电压经过外环比例-积分控制器后的输出值；i0(k)为k时刻变换器输出电流的采样值，uin(k)为k时刻变换器输入电压的采样值。
进一步的，构建所述双有源全桥dc-dc变换器输出电压的状态空间平均模型的方法为：将一个控制周期内变换器的工作状态分为四个阶段，并分别建立输出电压和电感电流的状态方程；结合四个阶段的输出电压和电感电流的状态方程，构建描述整个控制周期内的输出电压的状态空间平均模型。
更进一步的，获取所述变换器输出电压的预测值方法包括：
对所述输出电压的状态微分方程进行离散处理：
其中，tk和tk+1分别为第k个控制周期与第k+1个控制周期；ts为开关周期；
再根据离散处理后的方程，计算得到双有源全桥dc-dc变换器输出电压的预测值。
更进一步的，获取双有源全桥dc-dc变换器在模型预测控制策略下的优化相移量dopt的方法包括：
对所述目标评价函数j求导，并对求导后得到的相移量进行补偿，进而计算得到双有源全桥dc-dc变换器在模型预测控制下的优化相移量dopt
其中，a为中间变量，且
本发明的有益效果是：
1)本发明根据双有源全桥dc-dc变换器输出电压的状态空间平均模型，预测下一控制周期内的输出电压，并以预测输出电压和参考输出电压之差构建目标评价函数，对目标评价函数求导使其导数为零，并综合开关管管压降、死区时间以及控制延时等因素的影响，对预测相移量进行补偿，得到双有源全桥dc-dc变换器在模型预测控制下的优化相移量dopt。
2)本发明对输出电压状态空间平均模型离散化处理，预测下一控制周期的输出电压，并通过相移控制量dopt实现输出电压的预测控制，有效的解决了现有控制算法下变换器在负载电阻、输入电压和参考电压突变时动态响应慢的问题，且控制算法结构简单、易于数字化、容错性好，具有很强的实用性。
附图说明
图1为双有源全桥dc-dc变换器的拓扑结构图。
图2为双有源全桥dc-dc变换器在单相移控制下变压器两侧的电压与电感电流波形示意图。
图3为双有源全桥dc-dc变换器模型预测单相移控制算法的控制框图。
图4为双有源全桥dc-dc变换器在传统单相移控制下启动时的电压电流波形图。
图5为双有源全桥dc-dc变换器在模型预测单相移控制算法下启动时的电压电流波形图。
图6为双有源全桥dc-dc变换器在传统单相移控制下负载突变时的电压电流波形图。
图7为双有源全桥dc-dc变换器在模型预测单相移控制算法下负载突变时的电压电流波形图。
图8为双有源全桥dc-dc变换器在传统单相移控制下输入电压突变时的电压电流波形图。
图9为双有源全桥dc-dc变换器在模型预测单相移控制算法下输入电压突变时的电压电流波形图。
图10为双有源全桥dc-dc变换器在传统单相移控制下输出电压参考值突变时的电压电流波形图。
图11为双有源全桥dc-dc变换器在模型预测单相移控制算法下输出电压参考值突变时的电压电流波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。本实施例根据图1所示的双有源全桥dc-dc变换器的拓扑结构图，建立变换器输出电压的状态空间平均模型，用于预测下一控制周期内变换器的输出电压。
首先，构建所述双有源全桥dc-dc变换器输出电压的状态空间平均模型：将一个控制周期内变换器的工作状态分为四个阶段，并分别建立输出电压和电感电流的状态方程，单相移控制下变换器的电压电流波形图如图2所示，将一个控制周期内变换器的工作状态分为四个阶段，且输出电压和电感电流在四个阶段下的状态方程分别为：
其中，d为双有源全桥dc-dc变换器中的相移控制量，il为电感电流，r为负载电阻，uo为输出电压，lt为辅助电感，c2为输出电容，n为变压器变比，uin为输入电压，ts为开关周期。
其中，电感电流il在一个控制周期内的平均值为零，故省略其状态空间平均模型，结合上述输出电压和电感电流在四个阶段的状态方程，计算得到输出电压的状态空间平均模型：
其中，fs为开关频率，<uo>为双有源全桥dc-dc变换器的输出电压在一个控制周期内的平均值。
然后，提取输出电压的状态微分方程，并推导获得预测输出电压与采样输出电压之间的函数关系式。将全桥隔离dc-dc变换器的输出电压的状态空间平均模型离散化处理：
提取出输出电压的预测值，得到输出电压的预测值和采样值之间的关系函数：
其中，uo(k)为k时刻变换器输出电压的采样值，uo(k+1)为k+1时刻的变换器输出电压预测值。
以输出电压预测值和参考值之间的差值的平方建立目标评价函数j，
本实施例的控制目标为始终使得目标函数最小，即输出电压与预设的输出电压参考值之差最小，对目标函数求导并令其导数为零，计算得到优化相移量dopt：
其中，
结合实际应用中，开关管管压降、死区时间以及控制延时等因素的影响，模型与实际模型可能会有偏差，使隔离式双向全桥dc-dc变换器的输出电压不准确，故在目标评价函数中加入相移补偿，获取隔离式双向全桥dc-dc变换器预测模型控制相移量dopt：
其中，δuo为变换器输出电压经过比例-积分(pi)控制器后的输出值。
参考图3，根据全桥隔离dc-dc变换器的状态空间平均模型，预测出其在下一个控制周期内的输出电压，建立输出电压的评价函数j，通过对评价函数求导并使其导数为零，并进行相移量补偿从而得到模型预测控制算法下的优化相移量dopt。
参考图4和图5可知，当变换器启动时，在传统单相移控制算法下输出电压达到稳态需要338ms。而在本发明中的模型预测单相移控制方法下，输出电压在没有超调的情况下快速达到参考电压，仅仅需要39ms，远远小于且优于传统相移控制。
参考图6和图7可知，当变换器负载电阻突变时，在传统单相移控制算法下输出电压达到稳态需要246ms，而在本发明中的模型预测单相移控制方法下，输出电压和电流始终保持不变，其动态响应迅速。
参考图8和图9可知，当变换器输入电压突变时，在传统单相移控制算法下，输入电压达到稳态需要365ms，而在本发明中的模型预测单相移控制方法下，输出电压迅速响应，始终保持稳定。
参考图10和图11可知，当变换器参考电压突变时，在传统单相移控制算法下，参考电压达到稳态需要76ms，而在本发明中的模型预测单相移控制方法下，输出电压迅速响应，仅仅需要13ms，远远小于且优于传统相移控制。
本发明对输出电压状态空间平均模型进行离散化处理，从而预测出变换器在下一个控制时间的输出电压，并通过优化相移控制量dopt实现输出电压的预测控制，有效的解决了现有控制算法下变换器动态响应慢的问题。且在负载电阻、输入电压和参考电压突变时，输出电压始终保持稳定，控制算法结构简单，易于数字化，容错性好，具有很强的实用性。