具有电压变换器控制的准谐振降压-升压转换器的制作方法

本发明总体上涉及电源转换器。更具体地，本发明涉及一种准谐振降压-升压转换器。

背景技术：

电源转换是指将一种形式的电源转换为另一种期望形式的电压，例如，将由公用事业公司供应的115伏或230伏交流电(ac)转换为用于电子设备的经调节的较低电压直流电(dc)，被称为ac到dc电源转换。

开关模式电源、开关式电源或smps是结合了开关调节器的电源。虽然线性调节器使用偏置在其有源区域中的晶体管来指定输出电压，但是smps主动地将晶体管在完全饱和与完全截止之间以高速率进行切换。所产生的矩形波形然后经过低通滤波器(通常为电感器和电容器(lc)电路)来实现接近的输出电压。开关式电源使用高频开关、晶体管、利用变化的占空比来维持输出电压。由切换导致的输出电压变化被lc滤波器过滤掉。

smps可以提供升压、降压或反相输出电压的功能。smps通过暂时存储输入能量并且然后将能量以不同的电压释放到输出端来将输入电压电平转换为另一电平。可以或者在电磁元件(比如电感器或变压器)中或者静电元件(比如电容器)中进行存储。

smps相对于线性电源的优点包括尺寸更小、电源效率更高、以及发热量更低。缺点包括以下事实：smps通常比线性电源更复杂、生成可能需要仔细抑制的高频电噪声、并且在切换频率上具有特性纹波电压。

ac电力系统的功率因数被限定为实际功率与视在功率之比，并且是0与1之间的数字。实际功率是电路在特定时间内执行工作的能力。视在功率是电路的电流与电压的乘积。由于存储在负载中并返回到电源的能量，或者由于使从电源汲取的电流的波形失真的非线性负载，视在功率可能大于实际功率。低功率因数负载增加了电力分配系统的损耗，并且导致增加的能量成本。功率因数校正(pfc)是一种抵消电负载的产生小于1的功率因数的不期望效果的技术。功率因数校正试图将功率因数调整为单位一(1.00)。

高功率应用和一些低功率应用需要转换器以高功率因数从ac线路中汲取电流。升压转换器通常用于产生高功率因数输入。桥式整流器通常连接至输入ac电压以用于在电压被升压之前将输入ac电压转换成全波整流的dc电压。然而，构成桥式整流器的整流二极管产生相当大的传导损耗，从而导致功率转换效率退化。如此，包括桥式整流器的传统pfc升压转换器通常无法为高功率应用提供充足的效率。

与具有桥式整流器的类似pfc升压转换器相比，不包括桥式整流器的pfc升压转换器(通常被称为无桥pfc升压转换器)提供了提高的效率和减少的传导损耗。图1展示了传统无桥功率因数校正升压转换器的电路图。在图1中，电感器l1耦合至输入ac电压v输入上的第一节点。晶体管开关q1耦合至电感器l1。电感器l10磁性地耦合至电感器l1。二极管d1耦合至电感器l1并且耦合至晶体管开关q1。二极管d1耦合至大容量输出电容器c输出。输出电压为大容量输出电容器c输出两端的电压。负载耦合至大容量输出电容器c输出。电容器c1耦合在输入ac电压v输入的两端并且用作滤波器。

无桥pfc升压转换器的操作由两种不同的操作状态组成。在导通状态下，晶体管开关q1闭合(晶体管导通)，从而导致经过电感器l1的电流增大。在导通状态下，电流从输入ac电压v输入流动经过晶体管开关q1并且返回到输入ac电压v输入。经过电感器l1的电流流动将能量存储在电感器l1中。在关断状态下，晶体管开关q1断开(晶体管关断)，并且电流流动经过二极管d1、大容量输出电容器c输出以及连接在大容量输出电容器c输出两端的负载。在关断状态下，在导通状态期间存储在电感器l1中的能量被传递至负载以及大容量输出电容器c输出。当晶体管开关q1导通时，通过在关断状态期间存储在大容量输出电容器c输出中的能量来将电压和能量供应至负载。

pfc升压转换器通常用于较宽输入电压范围应用(比如90vac至264vac输入)中，并且在低功率应用中将输出电压调节至比输入电压更高的值。为了减少切换损耗，通常应用具有准谐振过零检测(zcd)的临界传导模式(crm)pfc。如应用于图1的pfc升压转换器，当晶体管开关q1处于关断状态时，在电感器l1中的电流续流经过二极管d1流向大容量输出电容器和所连接的负载。电感器电流值线性地减小。当电感器电流减小至零时，电感器l1与晶体管开关q1和二极管d1的结电容发生谐振(这被称为“准谐振(quasi-resonance)”)，从而产生谐振电感器电流。谐振电感器电流的过零与晶体管开关q1的结电容器两端的谷电压相对应。谐振电感器电流的zcd由耦合至电感器l10的zcd电路系统所确定。zcd电路系统可以是作为用于控制晶体管开关q1的操作的控制电路的一部分被包括的电路系统。当检测到谐振电感器电流的过零时，晶体管q1导通。由于导通谷电压较低，所以切换损耗较小。

然而，切换频率随输入电压值而变化。由于输入电压范围较宽，所以可变切换频率范围较宽。而且，因为输出电压被调节至比输入电压更高的值，所以连接至pfc升压转换器的后续功率级需要更高电压应力的元件。

在一些较宽输入电压范围应用中，使用了升压/降压转换器(step-up/step-downconverter)，也被称为降压-升压转换器(buck-boostconverter)。图2展示了传统无桥pfc降压-升压转换器的电路图。在图2中，晶体管开关q2耦合至处于输入ac电压v输入的第一节点。电感器l2和二极管d2耦合至晶体管开关q2。二极管d2耦合至大容量输出电容器c输出。输出电压v输出为大容量输出电容器c输出两端的电压。负载耦合至大容量输出电容器c输出。电容器c2耦合在输入ac电压v输入的两端并且用作滤波器。

无桥pfc降压-升压转换器的操作由两种不同的操作状态组成。在导通状态下，晶体管开关q2闭合(晶体管导通)，并且输入ac电压v输入直接连接至电感器l2。电流路径为从输入ac电压v输入、经过晶体管开关q2和电容器c2、经过电感器l2并且返回到输入ac电压v输入。这导致在电感器l2中累积能量。在导通状态下，由大容量输出电容器c输出将能量供应至输出负载。在关断状态下，晶体管开关q2断开(晶体管关断)，并且电感器l2连接至输出负载和大容量输出电容器c输出。电流路径为从电感器l2、经过大容量输出电容器c输出和输出负载、经过二极管d2并且返回到电感器l2。如此，能量被从电感器l2传递至大容量输出电容器c输出和输出负载。

然而，使用pfc降压-升压转换器导致比单一升压转换器或者单一降压转换器要高的电流值。另外，pfc降压-升压转换器导致较高的电流/电压应力。例如：晶体管开关q2的电压应力为：(v输出+v输入)，其高于在pfc升压转换器中的晶体管q1的电压应力，并且crm中的电感器l2的平均电流为：v输出*(1-d)/(2*lf*fs)，大于pfc升压转换器中的电感器的平均电流(v输出*(1-d)*d/(2*lf*fs))，其中，d是晶体管开关q1或晶体管开关q2的占空比，lf是电感器l1或电感器l2的电感，并且fs是晶体管开关q1或晶体管开关q2的切换频率。

技术实现要素：

零电压切换准谐振pfc降压-升压转换器的实施例涉及一种电路以及一种操作所述电路的方法，与传统的无桥pfc降压-升压转换器相比，所述电路和方法提供了提高的效率、减少的切换损耗和以较高频率操作。所述零电压切换准谐振pfc降压-升压转换器包括：降压晶体管开关，耦合至输入ac电压源；pfc晶体管开关和pfc二极管，耦合至输出电压大容量电容器；以及过零检测电感器，磁性地耦合至降压-升压电感器以便确定导通所述降压晶体管开关和所述pfc晶体管开关的最小电压电平。具有电压变换器控制的所述零电压切换准谐振pfc降压-升压转换器通过使用不同的电压模式和过零检测控制解决了传统的无桥pfc降压-升压转换器的问题。

一方面，公开了一种功率因数校正降压-升压转换器。所述功率因数校正降压-升压转换器包括：第一晶体管开关，耦合至ac电压源的第一节点；第一二极管，包括耦合至所述第一晶体管开关的阴极；第一电感器，耦合至所述第一晶体管并且耦合至所述第一二极管的所述阴极；第二晶体管开关，耦合至所述第一电感器；第二二极管，包括耦合至所述第一电感器并且耦合至所述第二晶体管开关的阳极；输出电容器，耦合至所述第二二极管的阴极；第二电感器，磁性地耦合至所述第一电感器；以及控制器，耦合用于控制所述第一晶体管开关和所述第二晶体管开关的切换，其中，所述控制器进一步耦合至所述第二电感器以确定过零检测。在一些实施例中，所述第一二极管的阴极、所述第一晶体管的第一节点、以及所述第一电感器的第一节点是共同耦合的。在一些实施例中，所述第一晶体管开关的第二节点耦合至所述ac电压源的所述第一节点。在一些实施例中，所述第二晶体管开关的第一节点、所述第一电感器的第二节点、以及所述第二二极管的所述阳极是共同耦合的。在一些实施例中，所述第一晶体管开关和所述第二晶体管开关各自包括金属氧化物半导体场效应晶体管。在一些实施例中，所述控制器被配置用于在低压线路模式与高压线路模式之间进行判定，其中，所述低压线路模式与所述ac电压源的低电压相对应，并且所述高压线路模式与所述ac电压源的高电压相对应。在一些实施例中，所述控制器进一步被配置用于在所述低压线路模式期间将所述第一晶体管开关恒定地导通并且将所述第二晶体管以高频切换导通和关断。在一些实施例中，所述控制器进一步被配置用于在所述高压线路模式期间将所述第二晶体管开关恒定地关断并且将所述第一晶体管以高频切换导通和关断。在一些实施例中，在所述高压线路模式期间，所述第一电感器、所述第一晶体管开关、以及所述第二二极管用作降压转换器。在一些实施例中，在所述低压线路模式期间，所述第一电感器、所述第二晶体管开关、以及所述第二二极管用作升压转换器。

附图说明：

结合附图描述了若干示例实施例，其中，相似元件设有相似的参考号。示例实施例旨在说明本发明而不是限制本发明。附图包括以下各图：

图1展示了传统无桥功率因数校正升压转换器的电路图。

图2展示了传统无桥功率因数校正降压-升压转换器的电路图。

图3展示了根据实施例的具有电压变换器控制的无桥功率因数校正降压-升压转换器的电路图。

图4展示了用于根据输入线路的模式来导通和关断晶体管开关q3和q4的示例性逻辑。

图5展示了根据一些实施例的用于控制零电压切换准谐振pfc降压-升压转换器的示意性逻辑配置。

具体实施方式：

本申请的实施例涉及一种零电压切换准谐振pfc降压-升压转换器。本领域普通技术人员将认识到零电压切换准谐振pfc降压-升压转换器的具体实施方式仅是说明性的，而不旨在以任何方式进行限制。对于从本公开受益的这类技术人员而言，零电压切换准谐振pfc降压-升压转换器的其他实施例将很容易想到。

现将详细参考如所附附图中所展示的零电压切换准谐振pfc降压-升压转换器的实现方式。贯穿附图以及以下具体实施方式将使用相同的参考指示符来指代相同或相似的部分。为了清晰起见，并未示出和描述本文中所描述的实现方式的所有例行特征。当然，将理解的是，在开发任何这种实际实现方式时，必须做出众多实现方式特定的决策on以便实现开发者的特定目标(比如符合应用相关和业务相关的约束)，并且这些特定的目标将随着不同的实现方式和不同的开发者而变化。此外，将理解的是，这样的开发工作可能是复杂且耗时的，但对于那些从本公开受益的本领域普通技术人员来说这将不过是工程的常规工作。

图3展示了根据实施例的零电压切换准谐振pfc降压-升压转换器的电路图。在图3中，电容器c3的第一节点耦合至输入ac电压源上的第一节点，并且降压晶体管开关q4的第一节点耦合至输入ac电压源的第一节点并且耦合至电容器c3的第一节点。降压晶体管开关q4的第二节点耦合至二极管d3的阴极。降压-升压电感器l3的第一节点耦合至降压晶体管开关q4的第二节点并且耦合至二极管d3的阴极。降压-升压电感器l3的第二节点耦合至pfc晶体管开关q3的第一节点。二极管d4的阳极耦合至pfc晶体管开关q3的第一节点并且耦合至降压-升压电感器l3。二极管d4的阴极耦合至输出电容器c输出的第一节点并且耦合至输出节点v输出。输入ac电压源的第二节点、电容器c3的第二节点、二极管d3的阳极、pfc晶体管开关q3的第二节点以及输出电容器c输出的第二节点全部耦合至地。电感器l4磁性耦合至降压-升压电感器l3。电感器l4的第一节点耦合至地，并且电感器l4的第二节点耦合至过零检测(zerocrossingdetection，zcd)节点。在一些实施例中，晶体管开关q3和q4中的每一个都是金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)。可替代地，可以使用其他类型的半导体晶体管。

输入ac电压或者处于高电压或者处于低电压。当输入ac电压为低时，这被认为是低压线路模式。当输入ac电压为高时，这被认为是高压线路模式。输入线路检测电路用于感测所述输入ac电压并且判定瞬时输入线路电压是与高电压还是低电压相对应，并且因此判定转换器是在低压线路模式下操作还是在高压线路模式下操作。一般而言，如果输入线路检测电路感测输入线路电压低于输出电压的(经调节)设定值，则转换器在低压线路模式下操作。否则，转换器在高压线路模式下操作。输入线路检测逻辑电路用于确认输入线路模式并生成相应的输入线路模式逻辑信号，如图4中所示出和图5中所应用的。电感器l4磁性地耦合至降压/升压电感器l3，并且经过电感器l4的电流是使用zcd电路系统来感测的，以便检测电感器电流过零。zcd信号被馈送至控制器(图5)以确保晶体管开关q3或q4在谷电压下导通。输出电压v输出同样被感测并输入至控制器以便将输出电压v输出调节至设定的经调节值。

在低压线路模式下，降压晶体管开关q4恒定导通，并且pfc晶体管开关q3以高频切换导通和关断。在低压线路模式下，电感器l3、pfc晶体管开关q3、以及二极管d4用作升压转换器，并且因此输出电压高于输入电压。当pfc晶体管开关q3导通时，电流从输入ac电压v输入流动经过降压晶体管开关q4、经过电感器l3、经过pfc晶体管开关q3、并且返回到输入源，从而将能量存储在电感器l3中。通过之前存储在大容量输出电容器c输出中的能量来将能量传递至负载。当pfc晶体管开关q3关断时，存储在电感器l3中的能量感应出从电感器l3续流经过二极管d4、经过大容量输出电容器c输出和输出负载、经过输入ac电压、经过降压晶体管开关q4、并且返回到电感器l3的电流流动。电感器l3的左侧端子上的电压电势低于电感器l3的右侧端子上的电压电势，并且来自电感器l3的感应电流线性地减小为：(v输出-v输入)/lf。当感应电流减小至零时，电感器l3与pfc晶体管开关q3和二极管d4的结电容发生谐振，从而产生谐振电感器电流。谐振电感器电流的过零与pfc晶体管开关q3的结电容器两端的谷电压相对应。谐振电感器电流的zcd由耦合至电感器l4的zcd电路系统来确定。zcd电路系统可以是作为用于控制pfc晶体管开关q3和降压晶体管开关q4的操作的控制电路的一部分被包括的电路系统。当检测到谐振电感器电流的过零时，pfc晶体管开关q3导通。

在高压线路模式下，pfc晶体管开关q3恒定关断，并且降压晶体管开关q4以高频切换导通和关断。在高压线路模式下，电感器l3、降压晶体管开关q4以及二极管d4用作降压转换器。当降压晶体管开关q4导通时，电流从输入ac电压源流动经过降压晶体管开关q4、经过电感器l3、经过二极管d4、经过大容量输出电容器c输出和输出负载、并且返回到输入ac电压源，从而将能量存储在电感器l3中。当降压晶体管开关q4关断时，存储在电感器l3中的能量感应出从电感器l3、经过二极管d4、经过大容量输出电容器c输出和输出负载、经过二极管d3、并且返回到电感器l3的电流流动。感应电流减小，并且当感应电流减小至零时，电感器l3与pfc晶体管开关q3、降压晶体管开关q4、二极管d3和二极管d4的结电容发生谐振，从而产生谐振电感器电流。谐振电感器电流的过零与降压晶体管开关q4的结电容器两端的谷电压相对应。当检测到谐振电感器电流的过零时，降压晶体管开关q4导通。

图4展示了用于根据输入线路的模式来导通和关断晶体管开关q3和q4的示例性逻辑。首先，监测输入线路。其次，判定所检测到的输入线路电压与低压线路模式还是高压线路模式相对应。如果所检测到的输入线路电压与低压线路模式相对应，则降压晶体管开关q4被控制为恒定导通，并且pfc晶体管开关q3被控制为以高频切换导通和关断。在一些实施例中，高频被限定为50khz与1mhz之间的频率。如果所检测到的输入线路电压与高压线路模式相对应，则pfc晶体管开关q3被控制为恒定关断，并且降压晶体管开关q4被控制为以高频切换导通和关断。

图5展示了根据一些实施例的用于控制零电压切换准谐振pfc降压-升压转换器的示意性逻辑配置。图5的逻辑配置提供了图4中所概述的逻辑的示意性实现方式。zcd检测是图3中的zcd节点处的电压。v输出检测是图3中的输出电压v输出。zcd检测电压和v输出检测电压被输入至控制器。控制器具有电子处理电路系统，包括但不限于微处理单元(mpu)、中央处理单元(cpu)或用于实施控制算法的其他集成电路系统。控制器输出脉宽调制(pwm)信号。pwm信号被输入至或门和与门。或门和与门还接收来自非门的输出作为输入。输入线路模式逻辑信号被输入至非门。如关于图4所引用的，如果所检测到的输入线路电压与高压线路模式相对应，则输入线路模式逻辑信号为high(高)，并且如果所检测到的输入线路电压与低压线路模式相对应，则输入线路模式逻辑信号为low(低)。或门的输出是用于降压晶体管开关q4的驱动信号，并且与门的输出是用于pfc晶体管开关q3的驱动信号。如之前所描述的，当输入线路电压为高时(这与输入线路模式逻辑信号high(高)相对应)，来自与门的驱动信号输出将pfc晶体管q3驱动为恒定关断，并且来自或门的驱动信号输出将降压晶体管开关q4驱动为以高频导通和关断。当输入线路电压为低时(这与输入线路模式逻辑信号low(低)相对应)，来自与门的驱动信号输出将pfc晶体管q3驱动为以高频导通和关断，并且来自或门的驱动信号输出将降压晶体管开关q4驱动为恒定导通。

通过使用不同的输入线路模式(例如，低压线路模式和高压线路模式)，降压转换器(在高压线路模式下操作的元件)和升压转换器(在低压线路模式下操作的元件)的工作输入电压范围变窄。而且，对于pfc升压转换器，由于v输出＝v输入/(1-d导通)(这将导致d接通＝1-v输入/v输出)，所以输出电压高于输入电压。如此，输入电压范围越宽，占空比d导通的范围越宽。另外，应用准谐振技术(例如，在谷电压下导通晶体管q3和q4)产生减少的切换损耗、提高的效率，并且使得能够以较高频率进行切换操作。

已经依据结合细节的特定实施例对本申请进行了描述，从而促进对零电压切换准谐振pfc降压-升压转换器的构造和操作的原理的理解。各个附图中所示出和描述的许多元件可进行互换以实现必要的结果，并且本申请也应当被理解为包含这种互换。同样地，本文中对特定实施例及其细节的引用并不旨在限制所附权利要求书的范围。对于本领域的技术人员而言，在不背离本申请的精神和范围的情况下可以对用于说明而选择的实施例作出修改。