本发明总体上涉及电子电路领域，更具体而言涉及一种具有阈值电压补偿的交流直流转换电路。
背景技术：
用于将交流信号转换成直流电流或电压的交流直流转换器广泛地应用于各个领域、如电源领域、汽车领域、清洁能源领域等等。随着应用领域不同，交流直流转换器的结构和功能往往差异较大。
在射频或微波能量收集领域，交流直流转换器的任务是，将射频或微波信号转换成直流电压，并在此过程中，对输入信号的电压进行放大。
在现有技术中，常常采用多级电容加二极管的结构来实现交流直流转换，其中每个整流放大级各具有一个电容和一个二极管，各个整流放大级逐级连接，其中通过对各个整流放大级的电容进行充电来实现逐级电压放大。但是这样的电路的缺点在于，二极管成本较高且体积较大，从而造成这样的电路成本高、集成度低。
随着半导体技术的技术进步，在交流直流转换电路中出现了用金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)代替二极管的趋势。mosfet具有低成本、高集成度的优点，因此这样的交流直流转换器在成本和集成度上较二极管而言具有较大优势。但是与二极管不同，mosfet具有导通阈值电压(后简称阈值电压)，即栅极源极电压必须高于某个阈值，mosfet才能导通。例如，即使在诸如40nm、28nm之类的先进工艺中，阈值电压也在300mv左右。这样的阈值电压与射频或微波输入电压相比通常较高，使得采用mosfet的交流转换电路不能工作在低电压工作点，由此造成其灵敏度较低，严重影响其应用范围和效率。
随着对这个问题的深入研究，在现有技术中也曾出现过解决阈值电压问题的尝试。
技术实现要素：
从现有技术出发，本发明的任务是提供一种具有阈值电压补偿的交流直流转换电路，该电路可以灵活地采用mosfet来实现，从而更低的成本和更高的集成度，而且该电路降低了阈值电压本身，从而总体上降低了对电路的电压的要求，由此提高电路的灵敏度和效率。
根据本发明，前述任务通过一种具有阈值电压补偿的交流直流转换电路来解决，该电路具有n个整流放大级(t1，t2，…，tn)，n个整流放大级的电压依次升高或依次降低，每个整流放大级(t1，t2，…，tn)各包括一个电容(c1，c2，…，cn)和一个二极管(m1，m2，…，mn)；
如果当前整流放大级的二极管是二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(m1，m2，…，mn)时，则所述nmosfet(m1，m2，…，mn)的衬底连接到第一补偿节点，所述第一补偿节点为比当前整流放大级的电压高的整流放大级中电容与二极管之间的节点；
如果当前整流放大级的二极管是二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(m1，m2，…，mn)时，则所述pmosfet(m1，m2，…，mn)的衬底连接到第二补偿节点，所述第二补偿节点为比当前整流放大级的电压低的整流放大级中电容与二极管之间的节点。
根据本发明的交流直流转换电路至少具有下列优点:(1)该电路可以采用n或p型mosfet来实现，而不必采用互补型cmos，从而提高灵活性并降低复杂性，同时由于采用了mosfet而不是二极管，因此降低了成本并提高了集成度；(2)该电路可以降低阈值电压本身，由此总体上降低了对电路的电压的要求。
在本发明的一个优选方案中规定，n个整流放大级的电压依次升高并且每个整流放大级(t1，t2，…，tn)各包括一个电容(c1，c2，…，cn)和一个n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(m1，m2，…，mn)，并且第n个整流放大级(tn)的电容(cn)的电压为直流输出电压(dcout)，其中n为大于1的整数，并且其中所有nmosfet(m1，m2，…，mn)的栅极(g)和漏极(d)连接以形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(m1，m2，…，mn)的正极，并且源极(s)形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(m1，m2，…，mn)的负极，其中对于第i个整流放大级(ti),有下列连接关系成立，其中1≤i≤n且i为整数：
a.当i为奇数时，第i个整流放大级(ti)的电容(ci)的一端与交流输入电压(acin)连接，另一端与第i个整流放大级(ti)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(mi)的负极连接，并且当i为偶数时，第i个整流放大级(ti)的电容(ci)的一端与地(gnd)连接，另一端与第i个整流放大级(ti)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(mi)的负极连接；
b.第i个整流放大级(ti)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(mi)的负极与第i+1个整流放大级(ti+1)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(mi+1)的正极连接，其中第1个整流放大级(t1)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(m1)的正极与地(gnd)连接；以及
c.第i个整流放大级(ti)的nmosfet(mi)的衬底(b)与第i+k个整流放大级(ti+k)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(mi+k)的负极连接，使得第i个整流放大级(ti)的nmosfet(mi)的阈值电压降低，其中1≤k≤n且k为整数。
根据本发明的基于nmosfet的正向交流直流转换电路至少具有下列优点：(1)该电路可以采用n型mosfet来实现，而不必采用互补型cmos，从而提高灵活性并降低复杂性，同时由于采用了mosfet而不是二极管，因此降低了成本并提高了集成度；(2)该电路可以降低阈值电压本身，由此总体上降低了对电路的电压的要求，由此提高电路的灵敏度和效率。
在本发明的另一优选方案中规定，k＝1，并且所述正向交流直流转换电路还包括补偿级(b1)，其具有补偿电容(c’1)和补偿整流器件(r1)，其中：
当n为奇数时，补偿电容(c’1)的一端与地(gnd)连接，另一端与补偿整流器件(r1)的负极连接，并且第n个整流放大级(tn)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(mn)的负极与补偿整流器件(r1)的正极连接，并且第n个整流放大级(tn)的nmosfet(mn)的衬底(b)与补偿整流器件(r1)的负极连接；以及
当n为偶数时，补偿电容(c’1)的一端与交流输入电压(acin)连接，另一端与补偿整流器件(r1)的负极连接，并且第n个整流放大级(tn)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(mn)的负极与补偿整流器件(r1)的正极连接，并且第n个整流放大级(tn)的nmosfet(mn)的衬底(b)与补偿整流器件(r1)的负极连接。
通过该优选方案，可以实现一阶阈值补偿，同时由于补偿级(b1)的存在，还降低了第n个整流放大级(tn)的nmosfet(mn)的阈值电压，由此可以全面地降低全部nmosfet的阈值电压，由此提高正向交流直流转换电路的灵敏度和效率。从上面可以得知，尽管通过一阶阈值补偿实现的阈值电压补偿的数值较低(为△dc)，但是为了降低全部nmosfet的阈值电压所需的补偿级的数目最低(为1级)，因此尤其适用于对阈值电压补偿的要求不是特别高的应用。
在本发明的又一优选方案中规定，k＝2，并且所述正向交流直流转换电路还包括第1个补偿级(b1)和第2个补偿级(b2)，所述补偿级(b1，b2)分别具有补偿电容(c’1，c’2)和补偿整流器件(r1，r2)，其中：
当n为奇数时，第1个补偿级(b1)的补偿电容(c’1)的一端与地(gnd)连接，另一端与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的负极连接，并且第n个整流放大级(tn)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(mn)的负极与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的正极连接，并且第n-1个整流放大级(tn-1)的nmosfet(mn-1)的衬底(b)与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的负极连接，并且第2个补偿级(b2)的补偿电容(c’2)的一端与交流输入电压(acin)连接，另一端与第2个补偿级(b2)的补偿整流器件(r2)的负极连接，并且第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的负极与第2个补偿级(b2)的补偿整流器件(r2)的正极连接，并且第n个整流放大级(tn)的nmosfet(mn)的衬底(b)与第2个补偿级(b2)的补偿整流器件(r2)的负极连接；以及
当n为偶数时，第1个补偿级(b1)的补偿电容(c’1)的一端与交流输入电压(acin)连接，另一端与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的负极连接，并且第n个整流放大级(tn)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(mn)的负极与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的正极连接，并且第n-1个整流放大级(tn-1)的nmosfet(mn-1)的衬底(b)与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的负极连接，并且第2个补偿级(b2)的补偿电容(c2)的一端与地(gnd)连接，另一端与第2个补偿级(b2)的补偿整流器件(r2)的负极连接，并且第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的负极与第2个补偿级(b2)的补偿整流器件(r2)的正极连接，并且第n个整流放大级(tn)的nmosfet(mn)的衬底(b)与第2个补偿级(b2)的补偿整流器件(r2)的负极连接。
通过该优选方案，可以实现二阶阈值电压补偿，同时由于补偿级(b1，b2)的存在，还降低了第n-1个和第n个整流放大级(tn-1，tn)的nmosfet(mn-1，mn)的阈值电压，由此可以全面地降低全部nmosfet的阈值电压，由此提高正向交流直流转换电路的灵敏度和效率。从上面可以得知，通过二阶阈值补偿实现的阈值电压补偿的数值较高(为2△dc)，但是为了降低全部nmosfet的阈值电压所需的补偿级的数目较高(为2级)，因此尤其适用于对阈值电压补偿的要求较高的应用。
在本发明的另一优选方案中规定，所述正向交流直流转换电路还包括k个补偿级(b1，b2，…，bk)，所述k个补偿级(b1，b2，…，bk)分别具有补偿电容(c’1，c’2，…，c’k)和补偿整流器件(r1，r2，…，rk)，并且第n个整流放大级(tn)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(mn)的负极与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的正极连接，其中对于第j个补偿级(bj)有下列连接关系成立，其中1≤j≤k且j为整数：
当n+j为奇数时，第j个补偿级(bj)的补偿电容(c’j)的一端与交流输入电压(acin)连接，另一端与第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的负极连接，并且第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的负极与第j+1个补偿级(bj+1)的补偿整流器件(rj+1)的正极连接，并且第n+j-k个整流放大级(tn+j-k)的nmosfet(mn+j-k)的衬底(b)与第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的负极连接；以及
当n+j为偶数时，第j个补偿级(bj)的补偿电容(c’j)的一端与地(gnd)连接，另一端与第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的负极连接，并且第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的负极与第j+1个补偿级(bj+1)的补偿整流器件(rj+1)的正极连接，并且第n+j-k个整流放大级(tn+j-k)的nmosfet(mn+j-k)的衬底(b)与第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的负极连接。
通过该优选方案，可以实现k阶阈值电压补偿，同时由于补偿级(b1，b2，…，bk)的存在，还降低了第n-k个、第n-k+1个、…、第n-1个和第n个整流放大级(tn-k，tn-k+1，…，tn)的nmosfet(mn-k，mn-k+1，…，mn)的阈值电压，由此可以全面地降低全部nmosfet的阈值电压，由此提高正向交流直流转换电路的灵敏度和效率。从上面可以得知，通过k阶阈值补偿实现的阈值电压补偿的数值较高(为k△dc)，但是为了降低全部nmosfet的阈值电压所需的补偿级的数目较高(为k级)，因此通过该方案，可以根据应用需要在补偿级数目与阈值电压补偿数值之间进行折中。
在本发明的一个扩展方案中规定，补偿整流器件(r1，r2，…，rk)包括下列各项中至少之一：二极管、标准n型mosfet、以及深阱n型mosfet。补偿整流器件是一种用于整流的单向导通器件。通过该优选方案，可以根据应用需要选择合适的补偿整流器件。其它补偿整流器件也是可设想的，例如三极管。
在本发明的又一扩展方案中规定，所述交流输入电压(acin)是射频输入电压或者微波输入电压。本发明的方案不仅可以应用于一般性的交流直流转换应用，而且尤其是适用于需要进行电压放大的交流直流转换应用、例如射频能量、微波能量转换。
在本发明的一个优选方案中规定，对于不同的整流放大级(t1，t2，…，tn)，k为不同数值。通过该优选方案，可以实现较灵活的阈值电压补偿。例如，对于最先的一些整流放大级采用较大的k，而对于最后的一些整流放大级采用较小的k，由此保证整体上最大的阈值电压补偿，但同时降低为了全面阈值电压补偿所需的补偿级的数目。相反，如果对于全部整流放大级，k都相同，则由于全部nmosfet都具有相同的阈值电压补偿，因此k相同的方案特别适用于所有mosfet需要相同的阈值电压补偿、尤其是mosfet全部相同的场景，由此可简化电路设计。
在本发明的一个优选方案中规定，n个整流放大级的电压依次升高并且该电路具有n个整流放大级(t1，t2，…，tn)，每个整流放大级(t1，t2，…，tn)各包括一个电容(c1，c2，…，cn)和一个二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(m1，m2，…，mn)，并且第n个整流放大级(tn)的电容(cn)的电压为直流输出电压(dcout)，其中n为大于1的整数，并且其中所有pmosfet(m1，m2，…，mn)的栅极(g)和漏极(d)连接以形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(m1，m2，…，mn)的负极，并且源极(s)形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(m1，m2，…，mn)的正极，其中对于第i个整流放大级(ti),有下列连接关系成立，其中1≤i≤n且i为整数：
a.当i为奇数时，第i个整流放大级(ti)的电容(ci)的一端与交流输入电压(acin)连接，另一端与第i个整流放大级(ti)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(mi)的负极连接，并且当i为偶数时，第i个整流放大级(ti)的电容(ci)的一端与地(gnd)连接，另一端与第i个整流放大级(ti)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(mi)的负极连接；
b.第i个整流放大级(ti)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(mi)的负极与第i+1个整流放大级(ti+1)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(mi+1)的正极连接，其中第1个整流放大级(t1)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(m1)的正极与地(gnd)连接；以及
c.第i个整流放大级(ti)的pmosfet(mi)的衬底(b)与第i-k个整流放大级(ti-k)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(mi-k)的正极连接，使得第i个整流放大级(ti)的pmosfet(mi)的阈值电压降低，其中1≤k≤n且k为整数。
根据本发明的基于pmosfet的正向交流直流转换电路至少具有下列优点：(1)该电路可以采用p型mosfet来实现，而不必采用互补型cmos，从而提高灵活性并降低复杂性，同时由于采用了mosfet而不是二极管，因此降低了成本并提高了集成度；(2)该电路可以降低阈值电压本身，由此总体上降低了对电路的电压的要求，由此提高电路的灵敏度和效率。
在本发明的一个优选方案中规定，k＝1，并且所述正向交流直流转换电路还包括补偿级(b1)，其具有补偿电容(c’1)和补偿整流器件(r1)，其中补偿电容(c’1)的一端与交流输入电压(acin)连接，另一端与补偿整流器件(r1)的正极连接，并且第1个整流放大级(t1)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(m1)的正极与补偿整流器件(r1)的负极连接，并且第1个整流放大级(t1)的pmosfet(m1)的衬底(b)与补偿整流器件(r1)的正极连接。
通过该优选方案，可以实现一阶阈值补偿，同时由于补偿级(b1)的存在，还降低了第1个整流放大级(t1)的pmosfet(m1)的阈值电压，由此可以全面地降低全部pmosfet的阈值电压，由此提高正向交流直流转换电路的灵敏度和效率。从上面可以得知，尽管通过一阶阈值补偿实现的阈值电压补偿的数值较低(为△dc)，但是为了降低全部pmosfet的阈值电压所需的补偿级的数目最低(为1级)，因此尤其适用于对阈值电压补偿的要求不是特别高的应用。
在本发明的另一优选方案中规定，k＝2，并且所述正向交流直流转换电路还包括第1个补偿级(b1)和第2个补偿级(b2)，所述补偿级(b1，b2)分别具有补偿电容(c’1，c’2)和补偿整流器件(r1,r2)，其中：
第1个补偿级(b1)的补偿电容(c’1)的一端与交流输入电压(acin)连接，另一端与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的正极连接，并且第1个整流放大级(t1)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(m1)的正极与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的负极连接，并且第2个整流放大级(t2)的pmosfet(m2)的衬底(b)与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的正极连接；以及
第2个补偿级(b2)的补偿电容(c’2)的一端与地(gnd)连接，另一端与第2个补偿级(b2)的补偿整流器件(r2)的正极连接，并且第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的正极与第2个补偿级(b2)的补偿整流器件(r2)的负极连接，并且第1个整流放大级(t1)的pmosfet(m1)的衬底(b)与第2个补偿级(b2)的补偿整流器件(r2)的正极连接。
通过该优选方案，可以实现二阶阈值电压补偿，同时由于补偿级(b1，b2)的存在，还降低了第1个和第2个整流放大级(t1，t2)的pmosfet(m1，m2)的阈值电压，由此可以全面地降低全部pmosfet的阈值电压，由此提高正向交流直流转换电路的灵敏度和效率。从上面可以得知，通过二阶阈值补偿实现的阈值电压补偿的数值较高(为2△dc)，但是为了降低全部pmosfet的阈值电压所需的补偿级的数目较高(为2级)，因此尤其适用于对阈值电压补偿的要求较高的应用。
在本发明的另一优选方案中规定，其中所述正向交流直流转换电路还包括k个补偿级(b1，b2，…，bk)，所述k个补偿级(b1，b2，…，bk)分别具有补偿电容(c’1，c’2，…，c’k)和补偿整流器件(r1，r2，…，rk)，并且第1个整流放大级(t1)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(m1)的正极与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的负极连接，其中对于第j个补偿级(bj)有下列连接关系成立，其中1≤j≤k且j为整数：
当j为奇数时，第j个补偿级(bj)的补偿电容(c’j)的一端与交流输入电压(acin)连接，另一端与第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的正极连接，并且第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的正极与第j+1个补偿级(bj+1)的补偿整流器件(rj+1)的负极连接，并且第k-j+1个整流放大级(tk-j+1)的pmosfet(mk-j+1)的衬底(b)与第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的正极连接；以及
当j为偶数时，第j个补偿级(bj)的补偿电容(c’j)的一端与地(gnd)连接，另一端与第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的正极连接，并且第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的正极与第j+1个补偿级(bj+1)的补偿整流器件(rj+1)的负极连接，并且第k-j+1个整流放大级(tk-j+1)的pmosfet(mk-j+1)的衬底(b)与第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的正极连接。
通过该优选方案，可以实现k阶阈值电压补偿，同时由于补偿级(b1，b2，…，bk)的存在，还降低了第1个、第2个、…、第k个整流放大级(t1，t2，…，tk)的pmosfet(m1，m2，…，mk)的阈值电压，由此可以全面地降低全部pmosfet的阈值电压，由此提高正向交流直流转换电路的灵敏度和效率。从上面可以得知，通过k阶阈值补偿实现的阈值电压补偿的数值较高(为k△dc)，但是为了降低全部pmosfet的阈值电压所需的补偿级的数目较高(为k级)，因此通过该方案，可以根据应用需要在补偿级数目与阈值电压补偿数值之间进行折中。
在本发明的一个扩展方案中规定，补偿整流器件(r1，r2，…，rk)包括下列各项中至少之一：二极管、标准p型mosfet。通过该优选方案，可以根据应用需要选择合适的补偿整流器件。其它补偿整流器件也是可设想的，例如三极管。
在本发明的另一扩展方案中规定，所述交流输入电压(acin)是射频输入电压或者微波输入电压。本发明的方案不仅可以应用于一般性的交流直流转换应用，而且尤其是适用于需要进行电压放大的交流直流转换应用、例如射频能量、微波能量转换。
在本发明的一个优选方案中规定，对于不同的整流放大级(t1，t2，…，tn)，k为不同数值。通过该优选方案，可以实现较灵活的阈值电压补偿。例如，对于最后的一些整流放大级采用较大的k，而对于前面的一些整流放大级采用较小的k，由此保证整体上最大的阈值电压补偿，但同时降低为了全面阈值电压补偿所需的补偿级的数目。相反，如果对于全部整流放大级，k都相同，则由于全部pmosfet都具有相同的阈值电压补偿，因此k相同的方案特别适用于所有mosfet需要相同的阈值电压补偿、尤其是mosfet全部相同的场景，由此可简化电路设计。
在本发明的一个优选方案中规定，n个整流放大级的电压依次降低并且该电路具有n个整流放大级(t1，t2，…，tn)，每个整流放大级(t1，t2，…，tn)各包括一个电容(c1，c2，…，cn)和一个n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(m1，m2，…，mn)，并且第n个整流放大级(tn)的电容(cn)的电压为直流输出电压(dcout)，其中n为大于1的整数，并且其中所有nmosfet(m1，m2，…，mn)的栅极(g)和漏极(d)连接以形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(m1，m2，…，mn)的正极，并且源极(s)形成所述二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(m1，m2，…，mn)的负极，其中对于第i个整流放大级(ti),有下列连接关系成立，其中1≤i≤n且i为整数：
a.当i为奇数时，第i个整流放大级(ti)的电容(ci)的一端与交流输入电压(acin)连接，另一端与第i个整流放大级(ti)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(mi)的正极连接，并且当i为偶数时，第i个整流放大级(ti)的电容(ci)的一端与地(gnd)连接，另一端与第i个整流放大级(ti)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(mi)的正极连接；
b.第i个整流放大级(ti)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(mi)的正极与第i+1个整流放大级(ti+1)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(mi+1)的负极连接，其中第1个整流放大级(t1)的nmosfet(m1)的负极与地(gnd)连接；以及
c.第i个整流放大级(ti)的nmosfet(mi)的衬底(b)与第i-k个整流放大级(ti-k)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(mi-k)的负极连接，使得第i个整流放大级(ti)的nmosfet(mi)的阈值电压降低，其中1≤k≤n且k为整数。
根据本发明的基于nmosfet的负向交流直流转换电路至少具有下列优点：(1)该电路可以采用n型mosfet来实现，而不必采用互补型cmos，从而提高灵活性并降低复杂性，同时由于采用了mosfet而不是二极管，因此降低了成本并提高了集成度；(2)该电路可以降低阈值电压本身，由此总体上降低了对电路的电压的要求，由此提高电路的灵敏度和效率。
在本发明的一个优选方案中规定，k＝1，并且所述负向交流直流转换电路还包括补偿级(b1)，其具有补偿电容(c’1)和补偿整流器件(r1)，其中补偿电容(c’1)的一端与交流输入电压(acin)连接，另一端与补偿整流器件(r1)的负极连接，并且第1个整流放大级(t1)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(m1)的负极与补偿整流器件(r1)的正极连接，并且第1个整流放大级(t1)的nmosfet(m1)的衬底(b)与补偿整流器件(r1)的负极连接。
通过该优选方案，可以实现一阶阈值补偿，同时由于补偿级(b1)的存在，还降低了第1个整流放大级(t1)的nmosfet(m1)的阈值电压，由此可以全面地降低全部nmosfet的阈值电压，由此提高正向交流直流转换电路的灵敏度和效率。从上面可以得知，尽管通过一阶阈值补偿实现的阈值电压补偿的数值较低(为△dc)，但是为了降低全部nmosfet的阈值电压所需的补偿级的数目最低(为1级)，因此尤其适用于对阈值电压补偿的要求不是特别高的应用。
在本发明的另一优选方案中规定，k＝2，并且所述负向交流直流转换电路还包括第1个补偿级(b1)和第2个补偿级(b2)，所述补偿级(b1，b2)分别具有补偿电容(c’1,c’2)和补偿整流器件(r1,r2)，其中：
第1个补偿级(b1)的补偿电容(c’1)的一端与交流输入电压(acin)连接，另一端与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的负极连接，并且第1个整流放大级(t1)的二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet(m1)的负极与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的正极连接，并且第2个整流放大级(t2)的nmosfet(m2)的衬底(b)与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的负极连接；以及
第2个补偿级(b2)的补偿电容(c’2)的一端与地(gnd)连接，另一端与第2个补偿级(b2)的补偿整流器件(r2)的负极连接，并且第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的负极与第2个补偿级(b2)的补偿整流器件(r2)的正极连接，并且第1个整流放大级(t1)的nmosfet(m1)的衬底(b)与第2个补偿级(b2)的补偿整流器件(r2)的负极连接。
通过该优选方案，可以实现二阶阈值电压补偿，同时由于补偿级(b1，b2)的存在，还降低了第1个和第2个整流放大级(t1，t2)的nmosfet(m1，m2)的阈值电压，由此可以全面地降低全部nmosfet的阈值电压，由此提高正向交流直流转换电路的灵敏度和效率。从上面可以得知，通过二阶阈值补偿实现的阈值电压补偿的数值较高(为2△dc)，但是为了降低全部nmosfet的阈值电压所需的补偿级的数目较高(为2级)，因此尤其适用于对阈值电压补偿的要求较高的应用。
在本发明的又一优选方案中规定，所述负向交流直流转换电路还包括k个补偿级(b1，b2，…，bk)，所述k个补偿级(b1，b2，…，bk)分别具有补偿电容(c’1，c’2，…，c’k)和补偿整流器件(r1，r2，…，rk)，并且第1个整流放大级(t1)的nmosfet(m1)的负极与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的正极连接，其中对于第j个补偿级(bj)有下列连接关系成立，其中1≤j≤k且j为整数：
当j为奇数时，第j个补偿级(bj)的补偿电容(c’j)的一端与交流输入电压(acin)连接，另一端与第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的负极连接，并且第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的负极与第j+1个补偿级(bj+1)的补偿整流器件(rj+1)的正极连接，并且第k-j+1个整流放大级(tk-j+1)的nmosfet(mk-j+1)的衬底(b)与第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的负极连接；以及
当j为偶数时，第j个补偿级(bj)的补偿电容(c’j)的一端与地(gnd)连接，另一端与第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的负极连接，并且第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的负极与第j+1个补偿级(bj+1)的补偿整流器件(rj+1)的正极连接，并且第k-j+1个整流放大级(tk-j+1)的nmosfet(mk-j+1)的衬底(b)与第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的负极连接。
通过该优选方案，可以实现k阶阈值电压补偿，同时由于补偿级(b1，b2，…，bk)的存在，还降低了第1个、第2个、…、第3个和第k个整流放大级(t1，t2，…，tk)的nmosfet(m1，m2，…，mk)的阈值电压，由此可以全面地降低全部nmosfet的阈值电压，由此提高正向交流直流转换电路的灵敏度和效率。从上面可以得知，通过k阶阈值补偿实现的阈值电压补偿的数值较高(为k△dc)，但是为了降低全部nmosfet的阈值电压所需的补偿级的数目较高(为k级)，因此通过该方案，可以根据应用需要在补偿级数目与阈值电压补偿数值之间进行折中。
在本发明的一个扩展方案中规定，补偿整流器件(r1，r2，…，rk)包括下列各项中至少之一：二极管、标准n型mosfet、以及深阱n型mosfet。通过该扩展方案，可以根据应用需要选择合适的补偿整流器件。其它补偿整流器件也是可设想的，例如三极管。
在本发明的又一扩展方案中规定，所述交流输入电压(acin)是射频输入电压或者微波输入电压。本发明的方案不仅可以应用于一般性的交流直流转换应用，而且尤其是适用于需要进行电压放大的交流直流转换应用、例如射频能量、微波能量转换。
在本发明的一个优选方案中规定，对于不同的整流放大级(t1，t2，…，tn)，k为不同数值。通过该优选方案，可以实现较灵活的阈值电压补偿。例如，对于最后的一些整流放大级采用较大的k，而对于最先的一些整流放大级采用较小的k，由此保证整体上最大的阈值电压补偿，但同时降低为了全面阈值电压补偿所需的补偿级的数目。相反，如果对于全部整流放大级，k都相同，则由于全部nmosfet都具有相同的阈值电压补偿，因此k相同的方案特别适用于所有mosfet需要相同的阈值电压补偿、尤其是mosfet全部相同的场景，由此可简化电路设计。
在本发明的一个优选方案中规定，n个整流放大级的电压依次降低并且每个整流放大级(t1，t2，…，tn)各包括一个电容(c1，c2，…，cn)和一个p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(m1，m2，…，mn)，并且第n个整流放大级(tn)的电容(cn)的电压为直流输出电压(dcout)，其中n为大于1的整数，并且其中所有pmosfet(m1，m2，…，mn)的栅极(g)和漏极(d)连接以形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(m1，m2，…，mn)的负极，并且源极(s)形成所述二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(m1，m2，…，mn)的正极，其中对于第i个整流放大级(ti),有下列连接关系成立，其中1≤i≤n且i为整数：
a.当i为奇数时，第i个整流放大级(ti)的电容(ci)的一端与交流输入电压(acin)连接，另一端与第i个整流放大级(ti)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(mi)的正极连接，并且当i为偶数时，第i个整流放大级(ti)的电容(ci)的一端与地(gnd)连接，另一端与第i个整流放大级(ti)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(mi)的正极连接；
b.第i个整流放大级(ti)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(mi)的正极与第i+1个整流放大级(ti+1)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(mi+1)的负极连接，其中第1个整流放大级(t1)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(m1)的负极与地(gnd)连接；以及
c.第i个整流放大级(ti)的pmosfet(mi)的衬底(b)与第i+k个整流放大级(ti+k)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(mi+k)的正极连接，使得第i个整流放大级(ti)的pmosfet(mi)的阈值电压降低，其中1≤k≤n且k为整数。
根据本发明的基于pmosfet的负向交流直流转换电路至少具有下列优点：(1)该电路可以采用p型mosfet来实现，而不必采用互补型cmos，从而提高灵活性并降低复杂性，同时由于采用了mosfet而不是二极管，因此降低了成本并提高了集成度；(2)该电路可以降低阈值电压本身，由此总体上降低了对电路的电压的要求，由此提高电路的灵敏度和效率。
在本发明的一个优选方案中规定，k＝1，并且所述负向交流直流转换电路还包括补偿级(b1)，其具有补偿电容(c’1)和补偿整流器件(r1)，其中：
当n为奇数时，补偿电容(c’1)的一端与地(gnd)连接，另一端与补偿整流器件(r1)的负极连接，并且第n个整流放大级(tn)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(mn)的正极与补偿整流器件(r1)的负极连接，并且第n个整流放大级(tn)的pmosfet(mn)的衬底(b)与补偿整流器件(r1)的正极连接；以及
当n为偶数时，补偿电容(c’1)的一端与交流输入电压(acin)连接，另一端与补偿整流器件(r1)的负极连接，并且第n个整流放大级(tn)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(mn)的正极与补偿整流器件(r1)的负极连接，并且第n个整流放大级(tn)的nmosfet(mn)的衬底(b)与补偿整流器件(r1)的正极连接。
通过该优选方案，可以实现一阶阈值补偿，同时由于补偿级(b1)的存在，还降低了第n个整流放大级(tn)的pmosfet(mn)的阈值电压，由此可以全面地降低全部pmosfet的阈值电压，由此提高正向交流直流转换电路的灵敏度和效率。从上面可以得知，尽管通过一阶阈值补偿实现的阈值电压补偿的数值较低(为△dc)，但是为了降低全部pmosfet的阈值电压所需的补偿级的数目最低(为1级)，因此尤其适用于对阈值电压补偿的要求不是特别高的应用。
在本发明的另一优选方案中规定，k＝2，并且所述负向交流直流转换电路还包括第1个补偿级(b1)和第2个补偿级(b2)，所述补偿级(b1，b2)分别具有补偿电容(c’1,c’2)和补偿整流器件(r1,r2)，其中：
当n为奇数时，第1个补偿级(b1)的补偿电容(c’1)的一端与地(gnd)连接，另一端与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的正极连接，并且第n个整流放大级(tn)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(mn)的正极与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的负极连接，并且第n-1个整流放大级(tn-1)的pmosfet(mn-1)的衬底(b)与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的正极连接，并且第2个补偿级(b2)的补偿电容(c’2)的一端与交流输入电压(acin)连接，另一端与第2个补偿级(b2)的补偿整流器件(r2)的正极连接，并且第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的正极与第2个补偿级(b2)的补偿整流器件(r2)的负极连接，并且第n个整流放大级(tn)的pmosfet(mn)的衬底(b)与第2个补偿级(b2)的补偿整流器件(r2)的正极连接；以及
当n为偶数时，第1个补偿级(b1)的补偿电容(c’1)的一端与交流输入电压(acin)连接，另一端与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的正极连接，并且第n个整流放大级(tn)的二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet(mn)的正极与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的负极连接，并且第n-1个整流放大级(tn-1)的pmosfet(mn-1)的衬底(b)与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的正极连接，并且第2个补偿级(b2)的补偿电容(c2)的一端与地(gnd)连接，另一端与第2个补偿级(b2)的补偿整流器件(r2)的正极连接，并且第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的正极与第2个补偿级(b2)的补偿整流器件(r2)的负极连接，并且第n个整流放大级(tn)的pmosfet(mn)的衬底(b)与第2个补偿级(b2)的补偿整流器件(r2)的正极连接。
通过该优选方案，可以实现二阶阈值电压补偿，同时由于补偿级(b1，b2)的存在，还降低了第n-1个和第n个整流放大级(tn-1，tn)的pmosfet(mn-1，mn)的阈值电压，由此可以全面地降低全部pmosfet的阈值电压，由此提高正向交流直流转换电路的灵敏度和效率。从上面可以得知，通过二阶阈值补偿实现的阈值电压补偿的数值较高(为2△dc)，但是为了降低全部pmosfet的阈值电压所需的补偿级的数目较高(为2级)，因此尤其适用于对阈值电压补偿的要求较高的应用。
在本发明的又一优选方案中规定，所述负向交流直流转换电路还包括k个补偿级(b1，b2，…，bk)，所述k个补偿级(b1，b2，…，bk)分别具有补偿电容(c’1，c’2，…，c’k)和补偿整流器件(r1，r2，…，rk)，并且第n个整流放大级(tn)的pmosfet(mn)的正极与第1个补偿级(b1)的补偿整流器件(r1)的负极连接，其中对于第j个补偿级(bj)有下列连接关系成立，其中1≤j≤k且j为整数：
当n+j为奇数时，第j个补偿级(bj)的补偿电容(c’j)的一端与交流输入电压(acin)连接，另一端与第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的正极连接，并且第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的正极与第j+1个补偿级(bj+1)的补偿整流器件(rj+1)的负极连接，并且第n+j-k个整流放大级(tn+j-k)的pmosfet(mn+j-k)的衬底(b)与第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的正极连接；以及
当n+j为偶数时，第j个补偿级(bj)的补偿电容(c’j)的一端与地(gnd)连接，另一端与第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的正极连接，并且第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的正极与第j+1个补偿级(bj+1)的补偿整流器件(rj+1)的负极连接，并且第n+j-k个整流放大级(tn+j-k)的pmosfet(mn+j-k)的衬底(b)与第j个补偿级(bj)的补偿整流器件(rj)的正极连接。
通过该优选方案，可以实现k阶阈值电压补偿，同时由于补偿级(b1，b2，…，bk)的存在，还降低了第n-k个、第n-k+1个、…、第n个整流放大级(tn-k，tn-k+1，…，tn)的pmosfet(mn-k，mn-k+1，…，mn)的阈值电压，由此可以全面地降低全部pmosfet的阈值电压，由此提高正向交流直流转换电路的灵敏度和效率。从上面可以得知，通过k阶阈值补偿实现的阈值电压补偿的数值较高(为k△dc)，但是为了降低全部pmosfet的阈值电压所需的补偿级的数目较高(为k级)，因此通过该方案，可以根据应用需要在补偿级数目与阈值电压补偿数值之间进行折中。
在本发明的一个扩展方案中规定，补偿整流器件(r1，r2，…，rk)包括下列各项中至少之一：二极管、标准p型mosfet。通过该扩展方案，可以根据应用需要选择合适的补偿整流器件。其它补偿整流器件也是可设想的，例如三极管。
在本发明的又一扩展方案中规定，所述交流输入电压(acin)是射频输入电压或者微波输入电压。本发明的方案不仅可以应用于一般性的交流直流转换应用，而且尤其是适用于需要进行电压放大的交流直流转换应用、例如射频能量、微波能量转换。
在本发明的一个优选方案中规定，对于不同的整流放大级(t1，t2，…，tn)，k为不同数值。通过该优选方案，可以实现较灵活的阈值电压补偿。例如，对于最后的一些整流放大级采用较大的k，而对于最先的一些整流放大级采用较小的k，由此保证整体上最大的阈值电压补偿，但同时降低为了全面阈值电压补偿所需的补偿级的数目。相反，如果对于全部整流放大级，k都相同，则由于全部pmosfet都具有相同的阈值电压补偿，因此k相同的方案特别适用于所有mosfet需要相同的阈值电压补偿、尤其是mosfet全部相同的场景，由此可简化电路设计。
本发明还涉及一种全波射频直流转换器，其具有根据本发明的正向(即各级放大级的电压逐渐升高)交流直流转换电路和/或根据本发明的负向(即各级放大级的电压逐渐降低)交流直流转换电路。
附图说明
下面结合附图参考具体实施例来进一步阐述本发明。
图1a-图1c示出了根据本发明的基于nmosfet的正向交流直流转换电路的第1个至第三实施例；
图2a-图2c示出了根据本发明的基于pmosfet的正向交流直流转换电路的第1个至第三实施例；
图3a-图3c示出了根据本发明的基于nmosfet的负向交流直流转换电路的第1个至第三实施例；以及
图4a-图4c示出了根据本发明的基于pmosfet的负向交流直流转换电路的第1个至第三实施例。
具体实施方式
应当指出，各附图中的各组件可能为了图解说明而被夸大地示出，而不一定是比例正确的。在各附图中，给相同或功能相同的组件配备了相同的附图标记。
除非另行规定，在本申请中，量词“一个”、“一”并未排除多个元素的场景。
基于nmosfet的正向交流直流转换电路
图1a示出了根据本发明的基于nmosfet的正向交流直流转换电路100的第1个实施例，其特点在于，该电路基于nmosfet；该电路具有一阶阈值电压补偿，即k＝1；以及其补偿级采用二极管。
如图1a所示，基于nmosfet的正向交流直流转换电路100具有主电路101和补偿电路102，其中补偿电路102具有仅仅一个补偿级(b1)以用于对主电路101中的第6个整流放大级t6的nmosfetm6的阈值电压进行补偿。但是在此应当指出，电路100尽管在此被示为具有补偿电路101，但是在其它实施例，电路100也可以不具有补偿电路102，而是可以仅仅具有主电路；而且尽管在此输入电压被示为射频输入电压(rfin)，但是这仅仅是示例性的，在其它实施例中，输入电压也可以为其它交变电压、例如微波电压、电网交变电压等等。此外，尽管主电路101在此被示为具有6个整流放大级，但是在其它实施例中，其它数目的整流放大级也是可设想的。
如图1a所示，主电路101包括6个整流放大级t1、t2、…、t6，每个整流放大级分别包括一个电容c1、c2、…c6和一个n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfetm1、m2、…、m6。例如，第1个整流放大级t1包括电容c1和nmosfetm1，并且第2个整流放大级t2包括电容c2和nmosfetm2，以此类推。
补偿电路102包括一个补偿电容c’1和一个二极管r1。在此应当指出，尽管补偿级b1中的补偿整流器件在此被示为二极管r1，但是在其它实施例中，可以使用其它补偿整流器件、例如mosfet或三极管等等。
电路100的连接关系如下：
(1).所有nmosfetm1、m2、…、m6的栅极g和漏极d连接以形成相应nmosfet(等价于二极管)的正极，其源极s形成相应nmosfet的负极。
(2).所有奇数编号的整流放大级t1、t3、…的电容c1、c3、…的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与同一整流放大级t1、t3…的nmosfetm1、m3、…的负极连接；
所有偶数编号的整流放大级t2、t4、…的电容c2、c4、…的一端与地gnd连接，另一端与同一整流放大级t2、t4、…的nmosfetm2、m4、…的负极连接；
补偿级b1的补偿电容c’1的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与补偿级b1的二极管r1的负极连接。
(3).第1个整流放大级t1的nmosfetm1的正极接地，负极与第2个整流放大级t2的nmosfetm2的正极连接；
第2个整流放大级t2的nmosfetm2的正极与第1个整流放大级t1的nmosfetm1的负极连接，负极与第3个整流放大级t3的nmosfetm3的正极连接；
以此类推…
第6个整流放大级t6的nmosfetm6的正极与第5个整流放大级t5的nmosfetm5的负极连接，负极与补偿级b1的二极管r1的正极连接；
补偿级b1的二极管r1的正极与第6个整流放大级t6的nmosfetm6的负极连接。
(4).第1个整流放大级t1的nmosfetm1的衬底与第2个整流放大级t2的nmosfetm2的负极连接；
第2个整流放大级t2的nmosfetm2的衬底与第3个整流放大级t3的nmosfetm3的负极连接；
以此类推…
第6个整流放大级t6的nmosfetm6的衬底与补偿级b1的二极管r1的负极连接。
(5).直流输出电压dcout施加在第6个补偿放大级t6的电容c6的两端。
图1b示出了根据本发明的基于nmosfet的正向交流直流转换电路100的第2个实施例，其特点在于，该电路基于nmosfet；该电路具有二阶阈值电压补偿，即k＝2；以及其补偿级采用二极管。
如图1b所示，基于nmosfet的正向交流直流转换电路100具有主电路101和补偿电路102，其中补偿电路102具有两个补偿级b1、b2以用于对主电路101中的第5个和第6个整流放大级t5、t6的nmosfetm5、m6的阈值电压进行补偿。但是在此应当指出，电路100尽管在此被示为具有补偿电路101，但是在其它实施例，电路100也可以不具有补偿电路102，而是可以仅仅具有主电路；而且尽管在此输入电压被示为射频输入电压(rfin)，但是这仅仅是示例性的，在其它实施例中，输入电压也可以为其它交变电压、例如微波电压、电网交变电压等等。此外，尽管主电路101在此被示为具有6个整流放大级，但是在其它实施例中，其它数目的整流放大级也是可设想的。
如图1b所示，主电路101包括6个整流放大级t1、t2、…、t6，每个整流放大级分别包括一个电容c1、c2、…c6和一个n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfetm1、m2、…、m6。例如，第1个整流放大级t1包括电容c1和nmosfetm1，并且第2个整流放大级t2包括电容c2和nmosfetm2，以此类推。
补偿电路102包括两个补偿级b1、b2，每个补偿级b1、b2各包括一个补偿电容c’1、c’2和一个二极管r1、r2。在此应当指出，尽管补偿级b1、b2中的补偿整流器件在此被示为二极管r1、r2，但是在其它实施例中，可以使用其它补偿整流器件、例如mosfet或三极管等等。
电路100的连接关系如下：
(1).所有nmosfetm1、m2、…、m6的栅极g和漏极d连接以形成相应nmosfet(等价于二极管)的正极，其源极s形成相应nmosfet的负极。
(2).所有奇数编号的整流放大级t1、t3、…的电容c1、c3、…的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与同一整流放大级t1、t3…的nmosfetm1、m3、…的负极连接；
所有偶数编号的整流放大级t2、t4、…的电容c2、c4、…的一端与地gnd连接，另一端与同一整流放大级t2、t4、…的nmosfetm2、m4、…的负极连接；
补偿级b1的补偿电容c’1的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与补偿级b1的二极管r1的负极连接；
补偿级b2的补偿电容c’2的一端与地gnd连接，另一端与补偿级b2的二极管r2的负极连接。
(3).第1个整流放大级t1的nmosfetm1的正极接地，负极与第2个整流放大级t2的nmosfetm2的正极连接；
第2个整流放大级t2的nmosfetm2的正极与第1个整流放大级t1的nmosfetm1的负极连接，负极与第3个整流放大级t3的nmosfetm3的正极连接；
以此类推…
第6个整流放大级t6的nmosfetm6的正极与第5个整流放大级t5的nmosfetm5的负极连接，负极与补偿级b1的二极管r1的正极连接；
第1个补偿级b1的二极管r1的正极与第6个整流放大级t6的nmosfetm6的负极连接，负极与补偿级b2的二极管r2的正极连接；
第2个补偿级b2的二极管r2的正极与第1个补偿级b1的二极管r1的负极连接。
(4).第1个整流放大级t1的nmosfetm1的衬底与第3个整流放大级t3的nmosfetm3的负极连接；
第2个整流放大级t2的nmosfetm2的衬底与第4个整流放大级t4的nmosfetm4的负极连接；
以此类推…
第5个整流放大级t5的nmosfetm5的衬底与第1个补偿级b1的二极管r1的负极连接；
第6个整流放大级t6的nmosfetm6的衬底与第2个补偿级b2的二极管r2的负极连接。
(5).直流输出电压dcout施加在第6个补偿放大级t6的电容c6的两端。
图1c示出了根据本发明的基于nmos的正向交流直流转换电路100的第3个实施例，其特点在于，该电路基于nmosfet；该电路具有k阶阈值电压补偿，其中1≤k≤n；以及其补偿级采用二极管。
如图1c所示，基于nmos的正向交流直流转换电路100具有主电路101和补偿电路102，其中补偿电路102具有k个补偿级b1、b2、…、bk以用于对主电路101中的第n-k至第n个整流放大级tn-k、tn-k+1、…tn的nmosfetmn-k、mn-k+1、…mn的阈值电压进行补偿。但是在此应当指出，电路100尽管在此被示为具有补偿电路101，但是在其它实施例，电路100也可以不具有补偿电路102，而是可以仅仅具有主电路；而且尽管在此输入电压被示为射频输入电压(rfin)，但是这仅仅是示例性的，在其它实施例中，输入电压也可以为其它交变电压、例如微波电压、电网交变电压等等。
如图1c所示，主电路101包括n个整流放大级t1、t2、…、tn，每个整流放大级分别包括一个电容c1、c2、…cn和一个n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfetm1、m2、…、mn，其中n为大于1的正整数。例如，第1个整流放大级t1包括电容c1和nmosfetm1，并且第2个整流放大级t2包括电容c2和nmosfetm2，以此类推。
补偿电路102包括k个补偿级b1、b2、…、bk，每个补偿级b1、b2、…、bk各包括一个补偿电容c’1、c’2、…c’k和一个二极管r1、r2、…rk。在此应当指出，尽管补偿级b1、b2、…、bk中的补偿整流器件在此被示为二极管r1、r2、…rk，但是在其它实施例中，可以使用其它补偿整流器件、例如mosfet或三极管等等。
电路100的连接关系如下：
(1).所有nmosfetm1、m2、…、mn的栅极g和漏极d连接以形成相应nmosfet(等价于二极管)的正极，其源极s形成相应nmosfet的负极。
(2).所有奇数编号的整流放大级t1、t3、…的电容c1、c3、…的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与同一整流放大级t1、t3…的nmosfetm1、m3、…的负极连接；
所有偶数编号的整流放大级t2、t4、…的电容c2、c4、…的一端与地gnd连接，另一端与同一整流放大级t2、t4、…的nmosfetm2、m4、…的负极连接；
所有奇数编号的补偿级b1、b3、…的补偿电容c’1、c’3、…的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与同一补偿级b1、b3、…的二极管r1、r3、…的负极连接；
所有偶数编号的补偿级b2、b4、…的补偿电容c’2、c’4、…的一端与地gnd连接，另一端与同一补偿级b2、b4、…的二极管r2、r4、…的负极连接。
(3).第1个整流放大级t1的nmosfetm1的正极接地，负极与第2个整流放大级t2的nmosfetm2的正极连接；
第2个整流放大级t2的nmosfetm2的正极与第1个整流放大级t1的nmosfetm1的负极连接，负极与第3个整流放大级t3的nmosfetm3的正极连接；
以此类推…
第n个整流放大级tn的nmosfetmn的正极与第n-1个整流放大级tn的nmosfetmn-1的负极连接，负极与第1个补偿级b1的二极管r1的正极连接；
第1个补偿级b1的二极管r1的正极与第n个整流放大级tn的nmosfetmn的负极连接，负极与第2个补偿级b2的二极管r2的正极连接；
第2个补偿级b2的二极管r2的正极与第1个补偿级b1的二极管r1的负极连接，负极与第3个补偿级b3的二极管r3的正极连接；
以此类推…
第k个补偿级bk的二极管rk的正极与第k-1个补偿级bk-1的二极管rk-1的负极连接。
(4).第1个整流放大级t1的nmosfetm1的衬底与第k+1个整流放大级tk+1的nmosfetmk+1的负极连接；
第2个整流放大级t2的nmosfetm2的衬底与第k+2个整流放大级tk+2的nmosfetmk+2的负极连接；
以此类推…
第n-k个整流放大级tn-k的nmosfetm-k的衬底与第1个补偿级b1的二极管r1的负极连接；
以此类推…
第n个整流放大级tn的nmosfetmn的衬底与第k个补偿级bk的二极管rk的负极连接。
(5).直流输出电压dcout施加在第n个补偿放大级tn的电容cn的两端。
根据本发明的基于nmos的正向交流直流转换电路100至少具有下列优点：(1)该电路可以采用n型mosfet来实现，而不必采用互补型cmos，从而提高灵活性并降低复杂性，同时由于采用了mosfet而不是二极管，因此降低了成本并提高了集成度；(2)该电路100可以降低阈值电压本身，由此总体上降低了对电路的电压的要求，由此提高电路的灵敏度和效率，这是基于本发明人的如下独特洞察：
(a)对于mosfet而言，如果源极s的电压与衬底(或称基极)b的电位不同，则会出现衬底效应，衬底效应主要影响mos管的阈值电压；假设在源极s与衬底b的电压(即二者之间的电压差为零)相同时的阈值电压为vth0，γ为衬底效应系数，则在源极s与衬底b之间的电压差不为零而为vsb时，阈值电压vth可以表示为：
其中
(b)此外，在正向的交流直流转换器(如正向射频直流转换器)中，由于直流电压是逐步上升的，因此针对nmosfet，可以将其衬底端电压偏置在比其源端更高的电压、即偏置在后一级或往后多级的电容或mosfet上，由此可实现阈值电压的降低。例如，当k＝1，即第i级的nmosfet的衬底与第i+1级的nmosfet的负极连接时，如果假定每一级的直流电压的变化量为△dc，则：
vsb＝δdc
同时，补偿后的阈值电压为：
此外，由于n级逐级放大，因此dcout可以表示为：
dcout＝n×δdc
由此，阈值电压的补偿量△vth可以表示为：
因此，对于k级阈值补偿，阈值电压的补偿量△vth可以表示为：
由此可见，通过提高dcout/n(即△dc)或者提高k，可以使阈值电压降低的量更大。
基于pmosfet的正向交流直流转换电路
图2a示出了根据本发明的基于pmosfet的正向交流直流转换电路100的第1个实施例，其特点在于，该电路基于pmosfet；该电路具有一阶阈值电压补偿，即k＝1；以及其补偿级采用二极管。
如图2a所示，基于pmosfet的正向交流直流转换电路100具有主电路101和补偿电路102，其中补偿电路102具有仅仅一个补偿级(b1)以用于对主电路101中的第1个整流放大级t1的pmosfetm1的阈值电压进行补偿。但是在此应当指出，电路100尽管在此被示为具有补偿电路101，但是在其它实施例中，电路100也可以不具有补偿电路102，而是可以仅仅具有主电路；而且尽管在此输入电压被示为射频输入电压(rfin)，但是这仅仅是示例性的，在其它实施例中，输入电压也可以为其它交变电压、例如微波电压、电网交变电压等等。此外，尽管主电路101在此被示为具有6个整流放大级，但是在其它实施例中，其它数目的整流放大级也是可设想的。
如图2a所示，主电路101包括6个整流放大级t1、t2、…、t6，每个整流放大级分别包括一个电容c1、c2、…c6和一个p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfetm1、m2、…、m6。例如，第1个整流放大级t1包括电容c1和pmosfetm1，并且第2个整流放大级t2包括电容c2和pmosfetm2，以此类推。
补偿电路102包括一个补偿电容c’1和一个二极管r1。在此应当指出，尽管补偿级b1中的补偿整流器件在此被示为二极管r1，但是在其它实施例中，可以使用其它补偿整流器件、例如mosfet或三极管等等。
电路100的连接关系如下：
(1).所有pmosfetm1、m2、…、m6的栅极g和漏极d连接以形成相应pmosfet(等价于二极管)的负极，其源极s形成相应pmosfet的正极。
(2).所有奇数编号的整流放大级t1、t3、…的电容c1、c3、…的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与同一整流放大级t1、t3…的pmosfetm1、m3、…的负极连接；
所有偶数编号的整流放大级t2、t4、…的电容c2、c4、…的一端与地gnd连接，另一端与同一整流放大级t2、t4、…的pmosfetm2、m4、…的负极连接；
补偿级b1的补偿电容c’1的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与补偿级b1的二极管r1的正极连接。
(3).第1个整流放大级t1的pmosfetm1的正极接地，负极与第2个整流放大级t2的pmosfetm2的正极连接；
第2个整流放大级t2的pmosfetm2的正极与第1个整流放大级t1的pmosfetm1的负极连接，负极与第3个整流放大级t3的pmosfetm3的正极连接；
以此类推…
第6个整流放大级t6的pmosfetm6的正极与第5个整流放大级t5的pmosfetm5的负极连接；
补偿级b1的二极管r1的负极与第1个整流放大级t1的pmosfetm1的正极连接。
(4).第1个整流放大级t1的pmosfetm1的衬底与补偿级b1的二极管r1的正极连接；
第2个整流放大级t2的pmosfetm2的衬底与第1个整流放大级t1的pmosfetm1的正极连接；
以此类推…
第6个整流放大级t6的pmosfetm6的衬底与第5个整流放大级t5的pmosfetm5的正极连接。
(5).直流输出电压dcout施加在第6个补偿放大级t6的电容c6的两端。
图2b示出了根据本发明的基于pmosfet的正向交流直流转换电路100的第2个实施例，其特点在于，该电路基于pmosfet；该电路具有二阶阈值电压补偿，即k＝2；以及其补偿级采用二极管。
如图2b所示，基于pmosfet的正向交流直流转换电路100具有主电路101和补偿电路102，其中补偿电路102具有两个补偿级b1、b2以用于对主电路101中的第2个和第1个整流放大级t2、t1的pmosfetm2、m1的阈值电压进行补偿。但是在此应当指出，电路100尽管在此被示为具有补偿电路101，但是在其它实施例中，电路100也可以不具有补偿电路102，而是可以仅仅具有主电路；而且尽管在此输入电压被示为射频输入电压(rfin)，但是这仅仅是示例性的，在其它实施例中，输入电压也可以为其它交变电压、例如微波电压、电网交变电压等等。此外，尽管主电路101在此被示为具有6个整流放大级，但是在其它实施例中，其它数目的整流放大级也是可设想的。
如图1b所示，主电路101包括6个整流放大级t1、t2、…、t6，每个整流放大级分别包括一个电容c1、c2、…c6和一个p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfetm1、m2、…、m6。例如，第1个整流放大级t1包括电容c1和pmosfetm1，并且第2个整流放大级t2包括电容c2和pmosfetm2，以此类推。
补偿电路102包括两个补偿级b1、b2，每个补偿级b1、b2各包括一个补偿电容c’1、c’2和一个二极管r1、r2。在此应当指出，尽管补偿级b1、b2中的补偿整流器件在此被示为二极管r1、r2，但是在其它实施例中，可以使用其它补偿整流器件、例如mosfet或三极管等等。
电路100的连接关系如下：
(1).所有pmosfetm1、m2、…、m6的栅极g和漏极d连接以形成相应pmosfet(等价于二极管)的负极，其源极s形成相应pmosfet的正极。
(2).所有奇数编号的整流放大级t1、t3、…的电容c1、c3、…的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与同一整流放大级t1、t3…的pmosfetm1、m3、…的负极连接；
所有偶数编号的整流放大级t2、t4、…的电容c2、c4、…的一端与地gnd连接，另一端与同一整流放大级t2、t4、…的pmosfetm2、m4、…的负极连接；
补偿级b1的补偿电容c’1的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与补偿级b1的二极管r1的正极连接；
补偿级b2的补偿电容c’2的一端与地gnd连接，另一端与补偿级b2的二极管r2的正极连接。
(3).第2个补偿级b2的二极管r2的负极与第1个补偿级b1的二极管r1的正极连接；
第1个补偿级b1的二极管r1的负极与第1个整流放大级t1的pmosfetm1二极管r1的正极连接；
第1个整流放大级t1的pmosfetm1的正极接地，负极与第2个整流放大级t2的nmosfetm2的正极连接；
第2个整流放大级t2的pmosfetm2的正极与第1个整流放大级t1的pmosfetm1的负极连接，负极与第3个整流放大级t3的pmosfetm3的正极连接；
以此类推…
第6个整流放大级t6的pmosfetm6的正极与第5个整流放大级t5的pmosfetm5的负极连接。
(4).第1个整流放大级t1的pmosfetm1的衬底与第2个补偿级b2的二极管r2的正极连接；
第2个整流放大级t2的pmosfetm2的衬底与第1个补偿级b1的二极管r1的正极连接；
第3个整流放大级t3的pmosfetm3的衬底与第1个整流放大级t1的pmosfetm1的正极连接；
以此类推…
第5个整流放大级t5的pmosfetm5的衬底与第3个整流放大级t3的pmosfetm3的正极连接；
第6个整流放大级t6的pmosfetm6的衬底与第4个整流放大级t4的pmosfetm4的正极连接。
(5).直流输出电压dcout施加在第6个补偿放大级t6的电容c6的两端。
图2c示出了根据本发明的基于pmosfet的正向交流直流转换电路100的第3个实施例，其特点在于，该电路基于pmosfet；该电路具有k阶阈值电压补偿，其中1≤k≤n；以及其补偿级采用二极管。
如图2c所示，基于pmosfet的正向交流直流转换电路100具有主电路101和补偿电路102，其中补偿电路102具有k个补偿级b1、b2、…、bk以用于对主电路101中的第k至第1个整流放大级tk、tk-1、…t1的pmosfetmk、mk-1、…m1的阈值电压进行补偿。但是在此应当指出，电路100尽管在此被示为具有补偿电路101，但是在其它实施例中，电路100也可以不具有补偿电路102，而是可以仅仅具有主电路；而且尽管在此输入电压被示为射频输入电压(rfin)，但是这仅仅是示例性的，在其它实施例中，输入电压也可以为其它交变电压、例如微波电压、电网交变电压等等。
如图2c所示，主电路101包括n个整流放大级t1、t2、…、tn，每个整流放大级分别包括一个电容c1、c2、…cn和一个p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfetm1、m2、…、mn，其中n为大于1的正整数。例如，第1个整流放大级t1包括电容c1和pmosfetm1，并且第2个整流放大级t2包括电容c2和pmosfetm2，以此类推。
补偿电路102包括k个补偿级b1、b2、…、bk，每个补偿级b1、b2、…、bk各包括一个补偿电容c’1、c’2、…c’k和一个二极管r1、r2、…rk。在此应当指出，尽管补偿级b1、b2、…、bk中的补偿整流器件在此被示为二极管r1、r2、…rk，但是在其它实施例中，可以使用其它补偿整流器件、例如mosfet或三极管等等。
电路100的连接关系如下：
(1).所有pmosfetm1、m2、…、mn的栅极g和漏极d连接以形成相应pmosfet(等价于二极管)的负极，其源极s形成相应pmosfet的正极。
(2).所有奇数编号的整流放大级t1、t3、…的电容c1、c3、…的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与同一整流放大级t1、t3…的pmosfetm1、m3、…的负极连接；
所有偶数编号的整流放大级t2、t4、…的电容c2、c4、…的一端与地gnd连接，另一端与同一整流放大级t2、t4、…的pmosfetm2、m4、…的负极连接；
所有奇数编号的补偿级b1、b3、…的补偿电容c’1、c’3、…的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与同一补偿级b1、b3、…的二极管r1、r3、…的正极连接；
所有偶数编号的补偿级b2、b4、…的补偿电容c’2、c’4、…的一端与地gnd连接，另一端与同一补偿级b2、b4、…的二极管r2、r4、…的正极连接。
(3).第k个补偿级bk的二极管rk的负极与第k-1个补偿级bk-1的二极管rk-1的正极连接；
第k-1个补偿级bk-1的二极管rk-1的负极与第k-2个补偿级bk-2的二极管rk-2的正极连接；
以此类推…；
第2个补偿级b2的二极管r2的负极与第1个补偿级b1的二极管r1的正极连接；
第1个补偿级b1的二极管r1的负极与第1个整流放大级t1的nmosfetm1的正极连接；
第1个整流放大级t1的pmosfetm1的正极接地，负极与第2个整流放大级t2的pmosfetm2的正极连接；
第2个整流放大级t2的nmosfetm2的正极与第1个整流放大级t1的pmosfetm1的负极连接，负极与第3个整流放大级t3的pmosfetm3的正极连接；
以此类推…
第n个整流放大级tn的pmosfetmn的正极与第n-1个整流放大级tn的nmosfetmn-1的负极连接。
(4).第1个整流放大级t1的pmosfetm1的衬底与第k个补偿级bk的二极管rk的正极连接；
第2个整流放大级t2的pmosfetm2的衬底与第k-1个补偿级bk-1的二极管rk-1的正极连接；
以此类推…；
第k个整流放大级tk的pmosfetmk的衬底与第1个补偿级b1的二极管r1的正极连接；
第k+1个整流放大级tk+1的pmosfetmk+1的衬底与第1个整流放大级t1的pmosfetm1的正极连接；
以此类推…；
第n个整流放大级tn的pmosfetmn的衬底与第n-k个补偿级bn-k的二极管rn-k的正极连接。
(5).直流输出电压dcout施加在第n个补偿放大级tn的电容cn的两端。
根据本发明的基于pmosfet的正向交流直流转换电路100至少具有下列优点：(1)该电路可以采用p型mosfet来实现，而不必采用互补型cmos，从而提高灵活性并降低复杂性，同时由于采用了mosfet而不是二极管，因此降低了成本并提高了集成度；(2)该电路可以降低阈值电压本身，由此总体上降低了对电路的电压的要求，由此提高电路的灵敏度和效率，这是基于本发明人的如下独特洞察：
(a)对于mosfet而言，如果源极s的电压与衬底(或称基极)b的电位不同，则会出现衬底效应，衬底效应主要影响mos管的阈值电压；假设在源极s与衬底b的电压(即二者之间的电压差为零)相同时的阈值电压为vth0，γ为衬底效应系数，则在源极s与衬底b之间的电压差不为零而为vsb时，阈值电压vth可以表示为：
其中
(b)此外，在正向的交流直流转换器(如正向射频直流转换器)中，由于直流电压是逐步上升的，因此针对pmosfet，可以将其衬底端电压偏置在比其源端更低的电压、即偏置在前一级或往前多级的电容或mosfet上，由此可实现阈值电压的降低。例如，当k＝1，即第i级的pmosfet的衬底与第i-1级的pmosfet的正负极连接时，如果假定每一级的直流电压的变化量为△dc，则：
vsb＝δdc
同时，补偿后的阈值电压为：
此外，由于n级逐级放大，因此dcout可以表示为：
dcout＝n×δdc
由此，阈值电压的补偿量△vth可以表示为：
因此，对于k级阈值补偿，阈值电压的补偿量△vth可以表示为：
由此可见，通过提高dcout/n(即△dc)或者提高k，可以使阈值电压降低的量更大。
基于nmosfet的负向交流直流转换电路
图3a示出了根据本发明的基于nmosfet的负向交流直流转换电路100的第1个实施例，其特点在于，该电路基于nmosfet；该电路具有一阶阈值电压补偿，即k＝1；以及其补偿级采用二极管。
如图3a所示，基于nmosfet的正向交流直流转换电路100具有主电路101和补偿电路102，其中补偿电路102具有仅仅一个补偿级(b1)以用于对主电路101中的第1个整流放大级t1的nmosfetm1的阈值电压进行补偿。但是在此应当指出，电路100尽管在此被示为具有补偿电路101，但是在其它实施例中，电路100也可以不具有补偿电路102，而是可以仅仅具有主电路；而且尽管在此输入电压被示为射频输入电压(rfin)，但是这仅仅是示例性的，在其它实施例中，输入电压也可以为其它交变电压、例如微波电压、电网交变电压等等。此外，尽管主电路101在此被示为具有6个整流放大级，但是在其它实施例中，其它数目的整流放大级也是可设想的。
如图3a所示，主电路101包括6个整流放大级t1、t2、…、t6，每个整流放大级分别包括一个电容c1、c2、…c6和一个n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfetm1、m2、…、m6。例如，第1个整流放大级t1包括电容c1和nmosfetm1，并且第2个整流放大级t2包括电容c2和nmosfetm2，以此类推。
补偿电路102包括一个补偿电容c’1和一个二极管r1。在此应当指出，尽管补偿级b1中的补偿整流器件在此被示为二极管r1，但是在其它实施例中，可以使用其它补偿整流器件、例如mosfet或三极管等等。
电路100的连接关系如下：
(1).所有nmosfetm1、m2、…、m6的栅极g和漏极d连接以形成相应nmosfet(等价于二极管)的正极，其源极s形成相应nmosfet的负极。
(2).所有奇数编号的整流放大级t1、t3、…的电容c1、c3、…的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与同一整流放大级t1、t3…的nmosfetm1、m3、…的正极连接；
所有偶数编号的整流放大级t2、t4、…的电容c2、c4、…的一端与地gnd连接，另一端与同一整流放大级t2、t4、…的nmosfetm2、m4、…的正极连接；
补偿级b1的补偿电容c’1的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与补偿级b1的二极管r1的负极连接。
(3).第1个整流放大级t1的nmosfetm1的负极接地，正极与第2个整流放大级t2的nmosfetm2的负极连接；
第2个整流放大级t2的nmosfetm2的负极与第1个整流放大级t1的nmosfetm1的正极连接，正极与第3个整流放大级t3的nmosfetm3的负极连接；
以此类推…
第6个整流放大级t6的nmosfetm6的负极与第5个整流放大级t5的nmosfetm5的正极连接；
补偿级b1的二极管r1的负极与第1个整流放大级t1的nmosfetm1的正极连接。
(4).第1个整流放大级t1的nmosfetm1的衬底与补偿级b1的二极管r1的负极连接；
第2个整流放大级t2的nmosfetm2的衬底与第1个整流放大级t1的nmosfetm1的负极连接；
以此类推…
第6个整流放大级t6的nmosfetm6的衬底与第5个整流放大级t5的nmosfetm5的负极连接。
(5).直流输出电压dcout施加在第6个补偿放大级t6的电容c6的两端。
图3b示出了根据本发明的基于nmosfet的负向交流直流转换电路100的第2个实施例，其特点在于，该电路基于nmosfet；该电路具有二阶阈值电压补偿，即k＝2；以及其补偿级采用二极管。
如图3b所示，基于nmosfet的负向交流直流转换电路100具有主电路101和补偿电路102，其中补偿电路102具有两个补偿级b1、b2以用于对主电路101中的第2个和第1个整流放大级t2、t1的nmosfetm2、m1的阈值电压进行补偿。但是在此应当指出，电路100尽管在此被示为具有补偿电路101，但是在其它实施例中，电路100也可以不具有补偿电路102，而是可以仅仅具有主电路；而且尽管在此输入电压被示为射频输入电压(rfin)，但是这仅仅是示例性的，在其它实施例中，输入电压也可以为其它交变电压、例如微波电压、电网交变电压等等。此外，尽管主电路101在此被示为具有6个整流放大级，但是在其它实施例中，其它数目的整流放大级也是可设想的。
如图3b所示，主电路101包括6个整流放大级t1、t2、…、t6，每个整流放大级分别包括一个电容c1、c2、…c6和一个p型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfetm1、m2、…、m6。例如，第1个整流放大级t1包括电容c1和nmosfetm1，并且第2个整流放大级t2包括电容c2和nmosfetm2，以此类推。
补偿电路102包括两个补偿级b1、b2，每个补偿级b1、b2各包括一个补偿电容c’1、c’2和一个二极管r1、r2。在此应当指出，尽管补偿级b1、b2中的补偿整流器件在此被示为二极管r1、r2，但是在其它实施例中，可以使用其它补偿整流器件、例如mosfet或三极管等等。
电路100的连接关系如下：
(1).所有nmosfetm1、m2、…、m6的栅极g和漏极d连接以形成相应nmosfet(等价于二极管)的正极，其源极s形成相应nmosfet的负极。
(2).所有奇数编号的整流放大级t1、t3、…的电容c1、c3、…的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与同一整流放大级t1、t3…的nmosfetm1、m3、…的正极连接；
所有偶数编号的整流放大级t2、t4、…的电容c2、c4、…的一端与地gnd连接，另一端与同一整流放大级t2、t4、…的nmosfetm2、m4、…的正极连接；
补偿级b1的补偿电容c’1的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与补偿级b1的二极管r1的负极连接；
补偿级b2的补偿电容c’2的一端与地gnd连接，另一端与补偿级b2的二极管r2的负极连接。
(3).第2个补偿级b2的二极管r2的正极与第1个补偿级b1的二极管r1的负极连接；
第1个补偿级b1的二极管r1的正极与第1个整流放大级t1的nmosfetm1二极管r1的负极连接；
第1个整流放大级t1的nmosfetm1的正极接地，负极与第2个整流放大级t2的nmosfetm2的负极连接；
第2个整流放大级t2的nmosfetm2的负极与第1个整流放大级t1的nmosfetm1的正极连接，正极与第3个整流放大级t3的nmosfetm3的负极连接；
以此类推…
第6个整流放大级t6的nmosfetm6的负极与第5个整流放大级t5的nmosfetm5的正极连接。
(4).第1个整流放大级t1的nmosfetm1的衬底与第2个补偿级b2的二极管r2的负极连接；
第2个整流放大级t2的nmosfetm2的衬底与第1个补偿级b1的二极管r1的负极连接；
第3个整流放大级t3的nmosfetm3的衬底与第1个整流放大级t1的nmosfetm1的负极连接；
以此类推…
第5个整流放大级t5的nmosfetm5的衬底与第3个整流放大级t3的nmosfetm3的负极连接；
第6个整流放大级t6的nmosfetm6的衬底与第4个整流放大级t4的pmosfetm4的负极连接。
(5).直流输出电压dcout施加在第6个补偿放大级t6的电容c6的两端。
图3c示出了根据本发明的基于nmosfet的负向交流直流转换电路100的第3个实施例，其特点在于，该电路基于nmosfet；该电路具有k阶阈值电压补偿，其中1≤k≤n；以及其补偿级采用二极管。
如图3c所示，基于nmosfet的负向交流直流转换电路100具有主电路101和补偿电路102，其中补偿电路102具有k个补偿级b1、b2、…、bk以用于对主电路101中的第k至第1个整流放大级tk、tk-1、…t1的nmosfetmk、mk-1、…m1的阈值电压进行补偿。但是在此应当指出，电路100尽管在此被示为具有补偿电路101，但是在其它实施例中，电路100也可以不具有补偿电路102，而是可以仅仅具有主电路；而且尽管在此输入电压被示为射频输入电压(rfin)，但是这仅仅是示例性的，在其它实施例中，输入电压也可以为其它交变电压、例如微波电压、电网交变电压等等。
如图3c所示，主电路101包括n个整流放大级t1、t2、…、tn，每个整流放大级分别包括一个电容c1、c2、…cn和一个n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfetm1、m2、…、mn，其中n为大于1的正整数。例如，第1个整流放大级t1包括电容c1和nmosfetm1，并且第2个整流放大级t2包括电容c2和nmosfetm2，以此类推。
补偿电路102包括k个补偿级b1、b2、…、bk，每个补偿级b1、b2、…、bk各包括一个补偿电容c’1、c’2、…c’k和一个二极管r1、r2、…rk。在此应当指出，尽管补偿级b1、b2、…、bk中的补偿整流器件在此被示为二极管r1、r2、…rk，但是在其它实施例中，可以使用其它补偿整流器件、例如mosfet或三极管等等。
电路100的连接关系如下：
(1).所有nmosfetm1、m2、…、mn的栅极g和漏极d连接以形成相应nmosfet(等价于二极管)的正极，其源极s形成相应nmosfet的负极。
(2).所有奇数编号的整流放大级t1、t3、…的电容c1、c3、…的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与同一整流放大级t1、t3…的nmosfetm1、m3、…的正极连接；
所有偶数编号的整流放大级t2、t4、…的电容c2、c4、…的一端与地gnd连接，另一端与同一整流放大级t2、t4、…的nmosfetm2、m4、…的正极连接；
所有奇数编号的补偿级b1、b3、…的补偿电容c’1、c’3、…的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与同一补偿级b1、b3、…的二极管r1、r3、…的负极连接；
所有偶数编号的补偿级b2、b4、…的补偿电容c’2、c’4、…的一端与地gnd连接，另一端与同一补偿级b2、b4、…的二极管r2、r4、…的负极连接。
(3).第k个补偿级bk的二极管rk的正极与第k-1个补偿级bk-1的二极管rk-1的负极连接；
第k-1个补偿级bk-1的二极管rk-1的正极与第k-2个补偿级bk-2的二极管rk-2的负极连接；
以此类推…；
第2个补偿级b2的二极管r2的正极与第1个补偿级b1的二极管r1的负极连接；
第1个补偿级b1的二极管r1的正极与第1个整流放大级t1的nmosfetm1的负极连接；
第1个整流放大级t1的nmosfetm1的负极接地，正极与第2个整流放大级t2的nmosfetm2的负极连接；
第2个整流放大级t2的nmosfetm2的负极与第1个整流放大级t1的nmosfetm1的正极连接，正极与第3个整流放大级t3的nmosfetm3的负极连接；
以此类推…
第n个整流放大级tn的nmosfetmn的负极与第n-1个整流放大级tn的nmosfetmn-1的正极连接。
(4).第1个整流放大级t1的nmosfetm1的衬底与第k个补偿级bk的二极管rk的负极连接；
第2个整流放大级t2的nmosfetm2的衬底与第k-1个补偿级bk-1的二极管rk-1的负极连接；
以此类推…；
第k个整流放大级tk的nmosfetmk的衬底与第1个补偿级b1的二极管r1的负极连接；
第k+1个整流放大级tk+1的nmosfetmk+1的衬底与第1个整流放大级t1的nmosfetm1的负极连接；
以此类推…；
第n个整流放大级tn的nmosfetmn的衬底与第n-k个补偿级bn-k的二极管rn-k的负极连接。
(5).直流输出电压dcout施加在第n个补偿放大级tn的电容cn的两端。
根据本发明的基于nmosfet的负向交流直流转换电路100至少具有下列优点：(1)该电路100可以采用n型mosfet来实现，而不必采用互补型cmos，从而提高灵活性并降低复杂性，同时由于采用了mosfet而不是二极管，因此降低了成本并提高了集成度；(2)该电路可以降低阈值电压本身，由此总体上降低了对电路的电压的要求，由此提高电路的灵敏度和效率，这是基于本发明人的如下独特洞察：
(a)对于mosfet而言，如果源极s的电压与衬底(或称基极)b的电位不同，则会出现衬底效应，衬底效应主要影响mos管的阈值电压；假设在源极s与衬底b的电压(即二者之间的电压差为零)相同时的阈值电压为vth0，γ为衬底效应系数，则在源极s与衬底b之间的电压差不为零而为vsb时，阈值电压vth可以表示为：
其中
(b)此外，在负向的交流直流转换器(如负向射频直流转换器)中，由于直流电压是逐步下降的，因此针对nmosfet，可以将其衬底端电压偏置在比其源端更高的电压、即偏置在前一级或往前多级的电容或mosfet上，由此可实现阈值电压的降低。例如，当k＝1，即第i级的nmosfet的衬底与第i-1级的nmosfet的负极连接时，如果假定每一级的直流电压的变化量为△dc，则：
vsb＝δdc
同时，补偿后的阈值电压为：
此外，由于n级逐级放大，因此dcout可以表示为：
|dcout|＝n×δdc
由此，阈值电压的补偿量△vth可以表示为：
因此，对于k级阈值补偿，阈值电压的补偿量△vth可以表示为：
由此可见，通过提高|dcout|/n(即△dc)或者提高k，可以使阈值电压降低的量更大。
基于pmosfet的负向交流直流转换电路
图4a示出了根据本发明的基于pmosfet的负向交流直流转换电路100的第1个实施例，其特点在于，该电路基于pmosfet；该电路具有一阶阈值电压补偿，即k＝1；以及其补偿级采用二极管。
如图4a所示，基于pmosfet的负向交流直流转换电路100具有主电路101和补偿电路102，其中补偿电路102具有仅仅一个补偿级(b1)以用于对主电路101中的第6个整流放大级t6的pmosfetm6的阈值电压进行补偿。但是在此应当指出，电路100尽管在此被示为具有补偿电路101，但是在其它实施例，电路100也可以不具有补偿电路102，而是可以仅仅具有主电路；而且尽管在此输入电压被示为射频输入电压(rfin)，但是这仅仅是示例性的，在其它实施例中，输入电压也可以为其它交变电压、例如微波电压、电网交变电压等等。此外，尽管主电路101在此被示为具有6个整流放大级，但是在其它实施例中，其它数目的整流放大级也是可设想的。
如图4a所示，主电路101包括6个整流放大级t1、t2、…、t6，每个整流放大级分别包括一个电容c1、c2、…c6和一个p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfetm1、m2、…、m6。例如，第1个整流放大级t1包括电容c1和pmosfetm1，并且第2个整流放大级t2包括电容c2和pmosfetm2，以此类推。
补偿电路102包括一个补偿电容c’1和一个二极管r1。在此应当指出，尽管补偿级b1中的补偿整流器件在此被示为二极管r1，但是在其它实施例中，可以使用其它补偿整流器件、例如mosfet或三极管等等。
电路100的连接关系如下：
(1).所有pmosfetm1、m2、…、m6的栅极g和漏极d连接以形成相应pmosfet(等价于二极管)的负极，其源极s形成相应pmosfet的正极。
(2).所有奇数编号的整流放大级t1、t3、…的电容c1、c3、…的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与同一整流放大级t1、t3…的pmosfetm1、m3、…的正极连接；
所有偶数编号的整流放大级t2、t4、…的电容c2、c4、…的一端与地gnd连接，另一端与同一整流放大级t2、t4、…的pmosfetm2、m4、…的正极连接；
补偿级b1的补偿电容c’1的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与补偿级b1的二极管r1的正极连接。
(3).第1个整流放大级t1的pmosfetm1的负极接地，正极与第2个整流放大级t2的pmosfetm2的负极连接；
第2个整流放大级t2的pmosfetm2的负极与第1个整流放大级t1的pmosfetm1的正极连接，正极与第3个整流放大级t3的pmosfetm3的负极连接；
以此类推…
第6个整流放大级t6的pmosfetm6的负极与第5个整流放大级t5的pmosfetm5的正极连接，正极与补偿级b1的二极管r1的负极连接；
补偿级b1的二极管r1的负极与第6个整流放大级t6的pmosfetm6的正极连接。
(4).第1个整流放大级t1的pmosfetm1的衬底与第2个整流放大级t2的nmosfetm2的正极连接；
第2个整流放大级t2的pmosfetm2的衬底与第3个整流放大级t3的pmosfetm3的正极连接；
以此类推…
第6个整流放大级t6的pmosfetm6的衬底与补偿级b1的二极管r1的正极连接。
(5).直流输出电压dcout施加在第6个补偿放大级t6的电容c6的两端。
图4b示出了根据本发明的基于pmosfet的负向交流直流转换电路100的第2个实施例，其特点在于，该电路基于pmosfet；该电路具有二阶阈值电压补偿，即k＝2；以及其补偿级采用二极管。
如图4b所示，基于pmosfet的负向交流直流转换电路100具有主电路101和补偿电路102，其中补偿电路102具有两个补偿级b1、b2以用于对主电路101中的第5个和第6个整流放大级t5、t6的pmosfetm5、m6的阈值电压进行补偿。但是在此应当指出，电路100尽管在此被示为具有补偿电路101，但是在其它实施例，电路100也可以不具有补偿电路102，而是可以仅仅具有主电路；而且尽管在此输入电压被示为射频输入电压(rfin)，但是这仅仅是示例性的，在其它实施例中，输入电压也可以为其它交变电压、例如微波电压、电网交变电压等等。此外，尽管主电路101在此被示为具有6个整流放大级，但是在其它实施例中，其它数目的整流放大级也是可设想的。
如图4b所示，主电路101包括6个整流放大级t1、t2、…、t6，每个整流放大级分别包括一个电容c1、c2、…c6和一个p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfetm1、m2、…、m6。例如，第1个整流放大级t1包括电容c1和pmosfetm1，并且第2个整流放大级t2包括电容c2和pmosfetm2，以此类推。
补偿电路102包括两个补偿级b1、b2，每个补偿级b1、b2各包括一个补偿电容c’1、c’2和一个二极管r1、r2。在此应当指出，尽管补偿级b1、b2中的补偿整流器件在此被示为二极管r1、r2，但是在其它实施例中，可以使用其它补偿整流器件、例如mosfet或三极管等等。
电路100的连接关系如下：
(1).所有pmosfetm1、m2、…、m6的栅极g和漏极d连接以形成相应nmosfet(等价于二极管)的负极，其源极s形成相应nmosfet的正极。
(2).所有奇数编号的整流放大级t1、t3、…的电容c1、c3、…的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与同一整流放大级t1、t3…的pmosfetm1、m3、…的正极连接；
所有偶数编号的整流放大级t2、t4、…的电容c2、c4、…的一端与地gnd连接，另一端与同一整流放大级t2、t4、…的pmosfetm2、m4、…的正极连接；
补偿级b1的补偿电容c’1的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与补偿级b1的二极管r1的正极连接；
补偿级b2的补偿电容c’2的一端与地gnd连接，另一端与补偿级b2的二极管r2的正极连接。
(3).第1个整流放大级t1的pmosfetm1的负极接地，正极与第2个整流放大级t2的pmosfetm2的负极连接；
第2个整流放大级t2的pmosfetm2的负极与第1个整流放大级t1的pmosfetm1的正极连接，正极与第3个整流放大级t3的pmosfetm3的负极连接；
以此类推…
第6个整流放大级t6的pmosfetm6的负极与第5个整流放大级t5的pmosfetm5的正极连接，正极与补偿级b1的二极管r1的负极连接；
第1个补偿级b1的二极管r1的负极与第6个整流放大级t6的pmosfetm6的正极连接；
第2个补偿级b2的二极管r2的负极与第1个补偿级b1的二极管r1的正极连接。
(4).第1个整流放大级t1的pmosfetm1的衬底与第3个整流放大级t3的pmosfetm3的正极连接；
第2个整流放大级t2的pmosfetm2的衬底与第4个整流放大级t4的pmosfetm4的正极连接；
以此类推…
第5个整流放大级t5的pmosfetm5的衬底与第1个补偿级b1的二极管r1的正极连接；
第6个整流放大级t6的pmosfetm6的衬底与第2个补偿级b2的二极管r2的正极连接。
(5).直流输出电压dcout施加在第6个补偿放大级t6的电容c6的两端。
图4c示出了根据本发明的基于pmos的负向交流直流转换电路100的第3个实施例，其特点在于，该电路基于pmosfet；该电路具有k阶阈值电压补偿，其中1≤k≤n；以及其补偿级采用二极管。
如图4c所示，基于pmos的负向交流直流转换电路100具有主电路101和补偿电路102，其中补偿电路102具有k个补偿级b1、b2、…、bk以用于对主电路101中的第n-k至第n个整流放大级tn-k、tn-k+1、…tn的pmosfetmn-k、mn-k+1、…mn的阈值电压进行补偿。但是在此应当指出，电路100尽管在此被示为具有补偿电路101，但是在其它实施例，电路100也可以不具有补偿电路102，而是可以仅仅具有主电路；而且尽管在此输入电压被示为射频输入电压(rfin)，但是这仅仅是示例性的，在其它实施例中，输入电压也可以为其它交变电压、例如微波电压、电网交变电压等等。
如图4c所示，主电路101包括n个整流放大级t1、t2、…、tn，每个整流放大级分别包括一个电容c1、c2、…cn和一个p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfetm1、m2、…、mn，其中n为大于1的正整数。例如，第1个整流放大级t1包括电容c1和pmosfetm1，并且第2个整流放大级t2包括电容c2和pmosfetm2，以此类推。
补偿电路102包括k个补偿级b1、b2、…、bk，每个补偿级b1、b2、…、bk各包括一个补偿电容c’1、c’2、…c’k和一个二极管r1、r2、…rk。在此应当指出，尽管补偿级b1、b2、…、bk中的补偿整流器件在此被示为二极管r1、r2、…rk，但是在其它实施例中，可以使用其它补偿整流器件、例如mosfet或三极管等等。
电路100的连接关系如下：
(1).所有pmosfetm1、m2、…、mn的栅极g和漏极d连接以形成相应pmosfet(等价于二极管)的负极，其源极s形成相应pmosfet的正极。
(2).所有奇数编号的整流放大级t1、t3、…的电容c1、c3、…的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与同一整流放大级t1、t3…的pmosfetm1、m3、…的正极连接；
所有偶数编号的整流放大级t2、t4、…的电容c2、c4、…的一端与地gnd连接，另一端与同一整流放大级t2、t4、…的pmosfetm2、m4、…的正极连接；
所有奇数编号的补偿级b1、b3、…的补偿电容c’1、c’3、…的一端与射频输入电压rfin连接，另一端与同一补偿级b1、b3、…的二极管r1、r3、…的正极连接；
所有偶数编号的补偿级b2、b4、…的补偿电容c’2、c’4、…的一端与地gnd连接，另一端与同一补偿级b2、b4、…的二极管r2、r4、…的正极连接。
(3).第1个整流放大级t1的pmosfetm1的负极接地，正极与第2个整流放大级t2的pmosfetm2的负极连接；
第2个整流放大级t2的pmosfetm2的负极与第1个整流放大级t1的pmosfetm1的正极连接，正极与第3个整流放大级t3的pmosfetm3的负极连接；
以此类推…
第n个整流放大级tn的pmosfetmn的负极与第n-1个整流放大级tn的pmosfetmn-1的正极连接，正极与第1个补偿级b1的二极管r1的负极连接；
第1个补偿级b1的二极管r1的负极与第n个整流放大级tn的pmosfetmn的正极连接，正极与第2个补偿级b1的二极管r1的负极连接；
第2个补偿级b2的二极管r2的负极与第1个补偿级b1的二极管r1的正极连接，正极与第3个补偿级b3的二极管r3的负极连接；
以此类推…
第k个补偿级bk的二极管rk的负极与第k-1个补偿级bk-1的二极管rk-1的正极连接。
(4).第1个整流放大级t1的pmosfetm1的衬底与第k+1个整流放大级tk+1的pmosfetmk+1的正极连接；
第2个整流放大级t2的pmosfetm2的衬底与第k+2个整流放大级tk+2的pmosfetmk+2的正极连接；
以此类推…
第n-k个整流放大级tn-k的pmosfetm-k的衬底与第1个补偿级b1的二极管r1的正极连接；
以此类推…
第n个整流放大级tn的pmosfetmn的衬底与第k个补偿级bk的二极管rk的正极连接。
(5).直流输出电压dcout施加在第n个补偿放大级tn的电容cn的两端。
根据本发明的基于pmosfet的负向交流直流转换电路100至少具有下列优点：(1)该电路可以采用p型mosfet来实现，而不必采用互补型cmos，从而提高灵活性并降低复杂性，同时由于采用了mosfet而不是二极管，因此降低了成本并提高了集成度；(2)该电路可以降低阈值电压本身，由此总体上降低了对电路的电压的要求，由此提高电路的灵敏度和效率，这是基于本发明人的如下独特洞察：
(a)对于mosfet而言，如果源极s的电压与衬底(或称基极)b的电位不同，则会出现衬底效应，衬底效应主要影响mos管的阈值电压；假设在源极s与衬底b的电压(即二者之间的电压差为零)相同时的阈值电压为vth0，γ为衬底效应系数，则在源极s与衬底b之间的电压差不为零而为vsb时，阈值电压vth可以表示为：
其中
(b)此外，在负向的交流直流转换器(如负向射频直流转换器)中，由于直流电压是逐步下降的，因此针对pmosfet，可以将其衬底端电压偏置在比其源端更低的电压、即偏置在后一级或往后多级的电容或mosfet上，由此可实现阈值电压的降低。例如，当k＝1，即第i级的pmosfet的衬底与第i+1级的pmosfet的正极连接时，如果假定每一级的直流电压的变化量为△dc，则：
vsb＝δdc
同时，补偿后的阈值电压为：
此外，由于n级逐级放大，因此dcout可以表示为：
|dcout|＝n×δdc
由此，阈值电压的补偿量△vth可以表示为：
因此，对于k级阈值补偿，阈值电压的补偿量△vth可以表示为：
由此可见，通过提高|dcout|/n(即△dc)或者提高k，可以使阈值电压降低的量更大。
虽然本发明的一些实施方式已经在本申请文件中予以了描述，但是对本领域技术人员显而易见的是，这些实施方式仅仅是作为示例示出的。本领域技术人员可以想到众多的变型方案、替代方案和改进方案而不超出本发明的范围。所附权利要求书旨在限定本发明的范围，并藉此涵盖这些权利要求本身及其等同变换的范围内的方法和结构。例如：
在基于nmosfet的正向或负向交流直流转换电路，任意一个nmosfet均可以被pmosfet替代，只要所述pmosfet的衬底连接到比当前整流放大级的电压低的整流放大级中电容与二极管之间的节点即可；
在基于pmosfet的正向或负向交流直流转换电路，任意一个pmosfet均可以被nmosfet替代，只要所述nmosfet的衬底连接到比当前整流放大级的电压高的整流放大级中电容与二极管之间的节点即可；
在补偿级中，任意一个二极管均可以是二极管连接的金属氧化物半导体场效应晶体管，如果当前补偿级的二极管是二极管连接的n型金属氧化物半导体场效应晶体管nmosfet时，则所述nmosfet的衬底连接到比当前补偿级的电压高的整流放大级或补偿级中电容与二极管之间的节点；如果当前补偿级的二极管是二极管连接的p型金属氧化物半导体场效应晶体管pmosfet时，则所述pmosfet的衬底连接到比当前补偿级的电压低的整流放大级或补偿级中电容与二极管之间的节点。