本实用新型涉及开关电源技术领域，具体为一种LLC谐振变换器电路。
背景技术：
对于采用零电压开关的谐振转换器，在设计谐振电路时必须确保电流波形始终滞后于电压波形。这种情况在负载为电感型时发生，并且频率高于谐振频率。在增益特性方面，电压增益随频率下降。控制电路可通过改变输入方波的频率来调节输出电压，这会改变系统增益，从而产生调节过的输出电压。
最理想的情况是，增益特性与负载条件无关，而且增益和频率范围都应该很易于调节。但是这些特性都极难实现。以标准谐振转换器为例，串联谐振转换器的负载范围很窄，因为增益特性随负载变化很大；而并联谐振转换器的输入电压范围很窄，轻载下效率也很低。LLC转换器则可以避免这些问题，但是LLC转换器要求线路输入电压控制良好。
技术实现要素：
本实用新型针对现有技术存在的问题，提出了一种LLC谐振变换器电路, 该谐振变换器具有电压稳定可控，工作效率高，体积小等优点。
本实用新型解决其技术问题所采用的技术方案是：一种LLC谐振变换器电路，包括电压控制电路，谐振电路和整流电路；所述电压控制电路包括FSFR2100芯片，所述FSFR2100芯片集成了600V高压控制IC和两个600V的 MOSFET；所述FSFR2100芯片的RT端口分别连接第一电阻R1、第二电阻R2和第三电阻R3的一端，所述第一电阻R1的另一端分别连接光敏三极管Q1、第二电容C2的一端、以及所述FSFR2100芯片的CON端口，所述光敏三极管Q1以及所述第二电容C2的另一端共同接地，所述第二电阻R2的另一端接地，所述第三电阻R3的另一端接第九电解电容C9的正极，所述第九电解电容C9的负极接地；输入电压的正负极之间连接有第一电解电容C1。
作为优选，所述FSFR2100芯片的CS端口分别连接第四电阻R4、第三电容C3的一端，所述第四电阻R4的另一端分别连接输入电压的负极、以及第五电阻R5的一端，所述第五电阻R5另一端分别连接FSFR2100芯片的SG端口、FSFR2100芯片的PG端口、以及接地，所述第三电容C3的另一端接地。
作为优选，所述FSFR2100芯片的HVCC端口与所述FSFR2100芯片的VCTR端口之间连接有第四电容C4；所述FSFR2100芯片的LVCC端口分别与第六电解电容C6的正极、以及第六电阻R6的一端连接，所述第六电解电容C6的负极接地，第六电阻R6的另一端接第五二极管D5的正极，所述第五二极管D5的负极接所述FSFR2100芯片的HVCC端口。
作为优选，所述谐振电路的原边包括两并联的第二电感L2和第三电感L3，所述谐振电路的副边包括两串联的第四电感L4和第五电感L5，所述第二电感L2和所述第三电感L3的一连接点与第一电感L1的一端连接，所述第一电感L1的另一端与第五电容C5的一端连接，所述第五电容C5的另一端分别与输入电压的正极、以及所述FSFR2100芯片的VDL端口连接，所述第二电感L2和所述第三电感L3的另一连接点与所述FSFR2100芯片的VCTR端口连接。
作为优选，所述第四电感L4的自由端与第六电感L6的一端连接，所述第六电感L6的另一端与第一二极管D1的正极连接。
作为优选，所述第五电感L5的自由端与第七电感L7的一端连接，所述第七电感L7的另一端与第二二极管D2的正极连接，所述第一二极管D1的负极与所述第二二极管D2的负极连接。
作为优选，所述整流电路包括与输出电压正负极并联的第七电解电容C7，与输出电压正极分别连接的第七电阻R7、第八电阻R8的一端，所述第七电阻R7的另一端与稳压二极管D3的负极连接，所述第八电阻R8的另一端与光敏二极管D4的正极连接，所述光敏二极管D4的负极与所述稳压二极管D3的负极连接；所述输出电压负极依次连接第九电阻R9和第十一电阻R11，所述第九电阻R9与所述第十一电阻R11电阻之间与所述稳压二极管D3的负极连接；输出电压的负极与第四电感L4和第五电感L5连接点连接，输出电压的正极与第一二极管D1的负极连接。
本实用新型的有益效果是，本实用新型采用的谐振变换器具有电压稳定可控，工作效率高，体积小等优点。
附图说明
图1为本实用新型一种LLC谐振变换器电路的结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图并通过具体实施方式来进一步说明本实用新型的技术方案。
如图1所示，一种LLC谐振变换器电路，包括电压控制电路，谐振电路和整流电路。所述电压控制电路包括FSFR2100芯片，所述FSFR2100芯片集成了600V高压控制IC和两个600V的 MOSFET；所述FSFR2100芯片的RT端口分别连接第一电阻R1、第二电阻R2和第三电阻R3的一端，所述第一电阻R1的另一端分别连接光敏三极管Q1、第二电容C2的一端、以及所述FSFR2100芯片的CON端口，所述光敏三极管Q1以及所述第二电容C2的另一端共同接地，所述第二电阻R2的另一端接地，所述第三电阻R3的另一端接第九电解电容C9的正极，所述第九电解电容C9的负极接地；输入电压的正负极之间连接有第一电解电容C1。所述FSFR2100芯片的CS端口分别连接第四电阻R4、第三电容C3的一端，所述第四电阻R4的另一端分别连接输入电压的负极、以及第五电阻R5的一端，所述第五电阻R5另一端分别连接FSFR2100芯片的SG端口、FSFR2100芯片的PG端口、以及接地，所述第三电容C3的另一端接地。所述FSFR2100芯片的HVCC端口与所述FSFR2100芯片的VCTR端口之间连接有第四电容C4；所述FSFR2100芯片的LVCC端口分别与第六电解电容C6的正极、以及第六电阻R6的一端连接，所述第六电解电容C6的负极接地，第六电阻R6的另一端接第五二极管D5的正极，所述第五二极管D5的负极接所述FSFR2100芯片的HVCC端口。
所述谐振电路的原边包括两并联的第二电感L2和第三电感L3，所述谐振电路的副边包括两串联的第四电感L4和第五电感L5，所述第二电感L2和所述第三电感L3的一连接点与第一电感L1的一端连接，所述第一电感L1的另一端与第五电容C5的一端连接，所述第五电容C5的另一端分别与输入电压的正极、以及所述FSFR2100芯片的VDL端口连接，所述第二电感L2和所述第三电感L3的另一连接点与所述FSFR2100芯片的VCTR端口连接。所述第四电感L4的自由端与第六电感L6的一端连接，所述第六电感L6的另一端与第一二极管D1的正极连接。所述第五电感L5的自由端与第七电感L7的一端连接，所述第七电感L7的另一端与第二二极管D2的正极连接，所述第一二极管D1的负极与所述第二二极管D2的负极连接。
所述整流电路包括与输出电压正负极并联的第七电解电容C7，与输出电压正极分别连接的第七电阻R7、第八电阻R8的一端，所述第七电阻R7的另一端与稳压二极管D3的负极连接，所述第八电阻R8的另一端与光敏二极管D4的正极连接，所述光敏二极管D4的负极与所述稳压二极管D3的负极连接；所述输出电压负极依次连接第九电阻R9和第十一电阻R11，所述第九电阻R9与所述第十一电阻R11电阻之间与所述稳压二极管D3的负极连接；输出电压的负极与第四电感L4和第五电感L5连接点连接，输出电压的正极与第一二极管D1的负极连接。
第六电阻R6，第五二极管D5和第四电容C4构成内部驱动高端MOSFET所需的自举式电路，可以利用第五电阻R5，第四电阻R4和第三电容C3来感测电流，以检测正常和非正常过流情况。输入电压由PFC级提供。正常过流保护电路有1.5微秒的延时，而非正常过流保护电路延时为50纳秒。非正常过流保护电路可迅速检测出严重的故障，例如输出二极管短路。过流保护容忍激活之前输出端的暂时过载，时间由FSFR2100芯片的CON端口上的第二电容C2决定。
FSFR2100芯片的CON端口还可控制LLC控制器的开和关。FSFR2100带有突发模式，该模式会先有一连串的谐振活动发生，然后就有一段无开关期，这样可以提高轻载条件下的效率。CON端口控制用于进一步提升带有辅助电源电路的待机性能。如果没有辅助电源，器件便由一个辅助线圈供电。当LVCC端口电压过大时，过压保护电路会关断器件。在器件由辅助线圈供电的应用中，它可用作输出过压保护电路。
稳压二极管D3周围的电路是误差放大器和光耦合电路，这些电路将反馈回初级端。如果输出电压增加，超过所希望的参考值，系统的增益必须减小。这可以通过增大FSFR2100芯片RT端口的电流，提高工作频率来实现。如果光耦合晶体管导通，频率就会增加，甚至一直达到由第一电阻R1与第二电阻R2决定的最大频率，这情况一般发生在输出电压超过参考值时。增益的减小最终导致输出电压降低到所需的参考级，因而实现闭环工作。
软启动能在启动期间保持着低增益。从增益曲线可看出，这是在高频下发生的，故软启动时需要高频(一般是谐振频率的2到3倍)。第三电阻R3，第九电解电容C9，再加上第二电阻R2，决定了软启动的性能。当第九电解电容C9充电时，第三电阻R3将吸取RT端口的电流，开 关频率增大。当第九电解电容C9完全充电时，没有电流流经第三电阻R3，故电流由第二电阻R2决定。通过FSFR2100芯片可实现高达300kHz的工作频率，支持软启动等功能。正常工作频率在100kHz范围。
上面所述的实施例仅是对本实用新型的优选实施方式进行描述，并非对本实用新型的构思和范围进行限定。在不脱离本实用新型设计构思的前提下，本领域普通人员对本实用新型的技术方案做出的各种变型和改进，均应落入到本实用新型的保护范围，本实用新型请求保护的技术内容，已经全部记载在权利要求书中。