一种谐振变换器的制作方法

本实用新型涉及电力电子技术领域，更具体地说，涉及一种谐振变换器。

背景技术：

谐振变换器相较于传统PWM变换器具有更小的开关损耗，因而得到了广泛的应用。具体的：谐振变换器是以谐振电路作为基本变换单元，利用电路发生谐振时，电流或电压周期性地过零点，使得开关器件在零电压或者零电流条件下开通或者关断，从而实现软开关，达到降低开关损耗的目的。

谐振变换器的PFC(Power Factor Correction，功率因数校正)技术是电力电子技术领域研究的热门课题。谐振变换器的PF(Power Factor，功率因数)值越低会增大电网的损耗。现有技术中，为了提高谐振变换器的PF值，往往将其设计为两级式结构，前级为PFC电路，后级为谐振变换电路，但是，两级式结构设计复杂，成本高，所以有必要设计一种采用单级式结构且PF值高的谐振变换器。

技术实现要素：

有鉴于此，本实用新型提供了一种谐振变换器，其采用单级式结构且PF值高，方案如下：

一种谐振变换器，包括整流桥、母线电容、开关单元、谐振网络、控制单元和分流单元，其中：

所述整流桥的正输出端子连接所述母线电容的一端；

所述开关单元的输入侧并联所述母线电容；

所述开关单元的输出端子连接所述谐振网络的正输入端子；

所述谐振网络的负输入端子连接所述整流桥的负输出端子；

所述分流单元连接在所述谐振网络的负输出端子与所述母线电容之间，用于对正向的谐振电流进行分流以及为反向的谐振电流提供通路；

所述控制单元接收补偿信号和表征所述谐振变换器的输出参数的采样信号，并根据所述补偿信号和所述采样信号产生驱动控制信号，所述驱动控制信号输出至所述开关单元中的开关管的控制端；其中，所述补偿信号为指示所述控制单元升高所述谐振变换器在所述整流桥输入电压过零点处的工作频率、降低所述谐振变换器在所述整流桥输入电压峰值和谷值处的工作频率的信号。

其中，所述控制单元包括频率控制模块和比较模块，具体的：

所述比较模块接收所述采样信号，用于将所述采样信号与预设的基准信号作比较产生反馈信号；

所述频率控制模块接收所述反馈信号和所述补偿信号，用于根据所述反馈信号和所述补偿信号产生驱动控制信号。

其中，所述开关单元包括串联的第一开关管和第二开关管，具体的：

所述第一开关管的第一端和所述第二开关管的第二端为所述开关单元的输入侧；所述第一开关管的第二端和所述第二开关管的第一端相连，作为所述开关单元的输出端子，所述第一开关管和所述第二开关管的第三端为所述第一开关管和所述第二开关管的控制端。

其中，所述谐振变换器为LLC谐振变换器；

所述LLC谐振变换器包括谐振电感、谐振电容和励磁电感；所述谐振电感的一端连接所述开关单元的输出端子，另一端连接所述励磁电感的一端；所述励磁电感的另一端连接所述谐振电容的一端，所述谐振电容的另一端连接所述整流桥的负输出端子。

其中，所述分流单元包括二极管和第一电容，具体的：

所述二极管的阴极连接所述整流桥的负输出端子，所述二极管的阳极连接所述母线电容的负端；所述第一电容与所述二极管并联。

或者，所述分流单元包括二极管的第三电容，具体的：

所述二极管的阴极连接所述整流桥的负输出端子，所述二极管的阳极连接所述母线电容的负端；

所述第三电容的一端连接所述二极管的阴极，所述第三电容的另一端连接所述母线电容的高电位端。

可选的，所述分流单元还包括第四电容，所述第四电容与所述二极管并联。

其中，所述频率控制模块的输出结果为所述谐振变换器的工作频率的大小和所述补偿信号的幅值负相关；

对应的，所述补偿信号的幅值在所述整流桥输入电压过零点处最低，在所述整流桥输入电压峰值和谷值处最高；所述补偿信号的频率与所述谐振变换器输入电压频率相同。

或者，所述频率控制模块的输出结果为所述谐振变换器的工作频率的大小和所述补偿信号的幅值正相关；

对应的，所述补偿信号的幅值在所述整流桥输入电压过零点处最高，在所述整流桥输入电压峰值和谷值处最低；所述补偿信号的频率与所述谐振变换器输入电压频率相同。

其中，所述频率控制模块的输出结果为所述谐振变换器的工作频率的大小和所述补偿信号的幅值正相关；所述补偿信号从所述二极管的阴极处取得。

从上述的技术方案可以看出，本实用新型通过为谐振变换器引入分流单元来对正向谐振电流进行分流以及为反向谐振电流提供通路，从而使谐振变换器输入电流由方波变为存在一定畸变的正弦波，并通过引入补偿信号来减小甚至消除这一畸变，从而使得电流谐振变换器输入电流更加接近正弦波，改善了谐振变换器的PF值。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本实用新型实施例公开的一种谐振变换器结构示意图；

图2为本实用新型实施例公开的一种应用于图1所示谐振变换器的分流单元结构示意图；

图3为本实用新型实施例公开的又一种应用于图1所示谐振变换器的分流单元结构示意图；

图4为本实用新型实施例公开的又一种应用于图1所示谐振变换器的分流单元结构示意图；

图5为现有技术公开的一种谐振变换器结构示意图；

图6为图5所示谐振变换器的电流波形图；

图7为图5所示谐振变换器的电压、电流波形图；

图8为图5所示谐振变换器接入图2所示分流单元后的结构示意图；

图9为图8所示谐振变换器的电压波形图；

图10为图8所示谐振变换器的电流波形图；

图11为图2所示谐振变换器的电流波形图；

图12为本实用新型实施例公开的一种应用于图1所示谐振变换器的控制单元结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

参见图1，本实用新型实施例公开了一种谐振变换器，包括整流桥100、母线电容C2、开关单元200、谐振网络300、控制单元400和分流单元500，其中：

整流桥100的正输出端子连接母线电容C2的一端；

开关单元200的输入侧并联母线电容C2；

开关单元200的输出端子连接谐振网络300的正输入端子；

谐振网络300的负输入端子连接整流桥100的负输出端子；

分流单元500连接在谐振网络300的负输出端子与母线电容C2之间，用于对正向的谐振电流I_Lr(谐振电流为高频电流，本实施例将高频周期下的谐振电流记为I_Lr，谐振电流I_Lr的正方向如图1中箭头所示；谐振电流I_Lr的实际方向与该正方向相同时为正向的谐振电流I_Lr，谐振电流I_Lr的实际方向与该正方向相反时为反向的谐振电流I_Lr)进行分流以及为反向的谐振电流I_Lr提供通路；

控制单元400接收补偿信号Ic和表征所述谐振变换器的输出参数的采样信号Is，并根据补偿信号Ic和采样信号Is产生驱动控制信号，所述驱动控制信号输出至开关单元200中的开关管的控制端；其中，补偿信号Ic为指示控制单元400升高所述谐振变换器在整流桥100输入电压过零点处的工作频率、降低所述谐振变换器在整流桥100输入电压峰值和谷值处的工作频率的信号。

需要说明的是，谐振变换器中的变压器和副边电路为现有技术，本实用新型对此不做说明和限制。

本实用新型实施例公开的上述谐振变换器中，开关单元200可采用如图1中示出的拓扑结构，包括相串联的第一开关管和第二开关管(即图1中示出的上、下管)，其中：所述第一开关管的第一端和所述第二开关管的第二端为开关单元200的输入侧；所述第一开关管的第二端和所述第二开关管的第一端相连，作为开关单元200的输出端子，所述第一开关管和所述第二开关管的第三端为所述第一开关管和所述第二开关管的控制端。

本实用新型实施例公开的上述谐振变换器中，谐振网络300的拓扑类型不限，可以是LLC谐振网络、LCC谐振网络或其他拓扑类型，图1仅以LLC谐振网络作为示例。图1中，所述LLC谐振单元包括谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr，其中：谐振电感Lr的一端连接开关单元200的输出端子，另一端连接励磁电感Lm的一端；励磁电感Lm的另一端连接谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端连接整流桥100的负输出端子。此处需要说明的是，励磁电感Lm可以是外接电感，也可以是集成在所述谐振变换器的变压器中。

本实用新型实施例公开的上述谐振变换器中，分流单元500可采用以下三种拓扑类型中的任意一种，具体描述如下：

1)分流单元500的第一种拓扑类型包括二极管D1和第一电容C1；二极管D1的阴极连接整流桥100的负输出端子，二极管D1的阳极连接母线电容C2的负端；第一电容C1与二极管D1并联，如图2所示；

2)分流单元500的第二种拓扑类型包括二极管D1和第三电容C3；二极管D1的阴极连接整流桥100的负输出端子，二极管D1的阳极连接母线电容C2的负端；第三电容C3的一端连接二极管D1的阴极，第三电容C3的另一端连接所述母线电容C2的高电位端，如图3所示；

3)分流单元500的第三种拓扑类型为在所述第二种拓扑类型的基础上，还包括第四电容C4；第四电容C4与二极管D1并联，如图4所示。

下面，以图2为例，详述本实用新型实施例公开的谐振变换器的工作原理。

现有技术中谐振变换器的结构如图5所示，包括整流桥100、母线电容C2、开关单元200、谐振网络300和控制单元400，其中：

整流桥100的输出侧并联母线电容C2；

开关单元200的输入侧并联母线电容C2；

开关单元200的输出端子连接谐振网络300的正输入端子；

谐振网络300的负输入端子连接整流桥100的负输出端子；

控制单元400接收表征所述谐振变换器的输出参数的采样信号Is，其信号输出端连接开关单元200中的开关管的控制端，用于根据采样信号Is控制开关单元200中的开关管的工作频率，使得采样信号Is达到预设的基准信号。

图5所示谐振变换器具有三种工作模式，分别是f_r＜f_s＜f_o、f_s＝f_o和f_s>f_o时对应的工作模式，f_s为谐振网络300的谐振频率。下面以f_r＜f_s＜f_o为例，分析图5所示谐振变换器的工作波形。

图5所示谐振变换器中的谐振电流I_Lr(谐振电流I_Lr的正方向如图5中箭头所示)和流过整流桥100的电流的波形分别参见图6中示出的波形B1、B2(Ts表示一个开关周期)，由于只有正向的谐振电流I_Lr才能流过整流桥100、而反向的谐振电流I_Lr不能流过整流桥100，因此流过整流桥100的电流就是电流值大于零时的谐振电流I_Lr。

谐振电流I_Lr为高频电流，其频率和谐振变换器的工作频率相同，流过整流桥100的正向谐振电流也是高频电流，但是，影响PF值的是工频周期下的所述变换器输入电压、电流的波形，具体的：在所述谐振变换器输入电压和输出负载不变的情况下，谐振电流I_Lr不变，所以流过整流桥100的电流也就不变，所以工频周期下整流桥100输入电流Iin为方波，如图7所示(图7中的Vin表示整流桥100输入电压，为正弦波；整流桥100输入电压、电流即为谐振变换器输入电压、电流)。已知Iin与Vin的波形越接近，谐振变换器的PF值就越高，而Vin为正弦波，所以Iin越接近正弦波，谐振变换器的PF值就越高。但由图7可知，在图5所示谐振变换器中，Iin却为方波，所以图5所示谐振变换器的PF值较低。

为提高图5所示谐振变换器的PF值，本实施例在图5所示谐振变换器中接入了图1中示出的分流单元500，利用分流单元500对正向的谐振电流I_Lr进行分流。以图5所示谐振变换器中接入的是图2中示出的分流单元500为例，如图8所示，正向的谐振电流I_Lr一部分流过整流桥100(记为电流Idc)，另一部分流过分流单元500中的电容C1(记为电流Id)，I_Lr＝Idc+Id；分流单元500中的二极管D1用于截止正向的谐振电流I_Lr，同时二极管D1为反向的谐振电流I_Lr提供通路。

在图8中，Id流过电容C1产生电压Vd，此时电容C1两端电压Vd、母线电容C2两端电压Vbus、整流桥100输出侧电压Vdc三者之间满足关系式Vd＝Vbus-Vdc。Vd、Vbus、Vdc的波形如图9所示。

分流单元500分流实际是高频分流，它的电流在工频周期下的包络线形状和Vd相同，又由于Idc＝I_Lr-Id，则工频周期下的Idc、I_L(本实施例将工频周期下的谐振电流记为I_L，与高频周期下的谐振电流I_Lr区分开)、Id、Iin的波形如图10所示，图10中的Iin虽然比图9中的Iin更接近正弦波，但由于Id的直流分量很大，所以Iin的波形相比正弦波仍有畸变。但观察图10可以发现，如果能够去除或减小Id的直流分量，则得到的Iin就越接近正弦波。

为去除或减小图10中Id的直流分量，本实施例注入补偿信号Ic到控制单元400，得到了如图2所示谐振变换器。注入补偿信号Ic会改变谐振变换器的工作频率，从而改变谐振电流I_Lr，而改变谐振变换器的工作频率不会改变Id(或Vd)的波形，所以，本实施例注入补偿信号Ic到控制单元400，使得所述谐振变换器的工作频率不仅与采样信号Is相关，还和补偿信号Ic相关；换句话说，控制单元400能够根据采样信号Is和补偿信号Ic控制谐振变换器的工作频率。具体的，注入的补偿信号Ic需满足：注入的补偿信号Ic能够使得谐振变换器的工作频率在谐振变换器输入电压过零点最高，而在谐振变换器输入电压峰值和谷值最低，从而使得谐振电流I_Lr在谐振变换器输入电压过零点最低，而在谐振变换器输入电压峰值和谷值最高，因此，工频周期下的谐振电流I_L也在谐振变换器输入电压过零点最低，而在谐振变换器输入电压峰值和谷值最高，如图11所示。

参见图11，增加补偿信号Ic不改变分流单元500的电流波形，因此工频周期下流过分流单元500的电流Id波形不变，而增加补偿信号Ic之后工频周期下的谐振电流I_L波形改变，所以流过整流桥100的电流Idc波形改变(Idc＝I_L-Id)，此时加入补偿信号Ic之后整流桥100的输入电流Iin更加接近正弦波，因此图2所示谐振变换器的PF值更高，THD(Total Harmonic Distortion，总谐波失真)更低。

其中，如图12所示，控制单元400具体包括频率控制模块401和比较模块402；比较模块402以采样信号Is作为输入信号，用于将采样信号Is与预设的基准信号Vref作比较产生反馈信号；频率控制模块401的信号输出端连接开关单元200中的开关管的控制端，其以补偿信号Ic和比较模块402输出的反馈信号作为输入信号，一方面根据所述反馈信号控制开关单元200中谐振变换器的工作频率，使采样信号Is等于基准信号，另一方面根据补偿信号Ic控制开关单元200中的开关管的工作频率(开关单元200中的开关管的工作频率就是谐振变换器的工作频率)，以改善所述谐振变换器PF值和THD。

其中，频率控制模块401的输出结果可以是所述谐振变换器的工作频率的大小和补偿信号Ic的幅值正相关，也可以是所述谐振变换器的工作频率的大小和补偿信号Ic的幅值负相关。

当频率控制模块401的输出结果是所述谐振变换器的工作频率的大小和补偿信号Ic的幅值正相关时，补偿信号Ic的幅值在所述谐振变换器输入电压过零点处最高，在所述谐振变换器输入电压峰值和谷值处最低，补偿信号Ic的频率与所述谐振变换器输入电压频率相同。比如说，可以令补偿信号Ic的波形与Id(或Vd)相同或成正比，那么工频下的谐振电流I_L的波形会变成如图11所示，此时Idc的直流分量减小，使得加入补偿信号Ic之后的Iin更加接近正弦波，从而提高PF值，降低THD。此时，在图2～图4中，补偿信号Ic可以从二极管D1的阴极处取得。

当频率控制模块401的输出结果是所述谐振变换器的工作频率的大小和补偿信号Ic的幅值负相关时，补偿信号Ic的幅值在所述谐振变换器输入电压过零点处最低，在所述谐振变换器输入电压峰值和谷值处最高，补偿信号Ic的频率与所述谐振变换器输入电压频率相同。

综上所述，本实施例通过为谐振变换器引入分流单元500来对正向谐振电流进行分流以及为反向谐振电流提供通路，从而使谐振变换器输入电流由方波变为存在一定畸变的正弦波，并且本实施例通过引入补偿信号Ic来减小甚至消除这一畸变，从而使得电流谐振变换器输入电流更加接近正弦波，改善了谐振变换器PF值和THD。

最后需要说明的是，谐振网络300工作模式的切换以及谐振网络300和分流单元500拓扑类型的改变，都不会改变上述技术效果的实现，其分析原理相同，此处不再一一赘述。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本实用新型。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型实施例的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本实用新型实施例将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。