本发明涉及三相电机技术领域，具体涉及一种电机绕组切换装置及控制方法。
技术背景
对电动汽车来说，在不同工况下，对驱动电机系统的性能要求是不同的。
当汽车从零速/低速开始加速时，或者处于斜坡上起动等情况下，这时候车速或电机转速都比较低，但需要大转矩以克服摩擦力或者车自身重力的分量。电机转矩与磁通密度成正比，因此需要高磁通密度。
在高速巡航时，系统通常对转矩要求不高，但为了使汽车驱动电机更高效率运作，希望降低磁通密度。在高速区域中，铁损占比高，而铁损基本与磁通密度的平方成正比。因此，磁通密度越低，铁损越低。另外，如果电机为永磁电机，由永磁体的磁通量产生的反电动势(电压)还会随着转速增加而增加。而车上电池电压水平有限，当该反电动势达到逆变器能够施加给电机的电压以上时，电机中电流就无法再通过，转速即不能再上升。因此，为了提高最高速度，也降低磁通密度以抑制反电动势——对此，通常使用弱磁控制技术来产生与永磁体磁通量相反方向的磁通，从而减小反电动势，提高转速。但是，为了产生相反方向的磁通量，必须使电流流过定子绕组，这同样会增加损耗，还会增加永磁体退磁的风险。因此弱磁的范围也不宜过宽。
也就是说，在低速区域和高速区域要求的转矩大小、磁通量密度是不同的。
现有技术中，专利cn201310041277.4提出了一种在高、低速时切换绕组的技术。定子的线圈分为两部分，低速旋转时电流在全部圈线内通过，而高速旋转时则在部分线圈内通过。但其技术中使用全控器件igbt，成本较高且可能在主动关断过程中产生过电压，损伤绕组绝缘和igbt管；其切换电路中的rc缓冲电路一方面增加了系统的复杂性，另一方面电容往往体积较大，且电容本身也比较脆弱，在过压冲击下有故障风险。
专利cn201510508099.0及cn2016100899171.1也提出了通过绕组切换实现高低速控制的切换装置及方法，但都需要提供单独的直流电源或独立的逆变主电路，增加了系统设计的复杂性及控制复杂性，不利于将切换装置集成在电机内部。
技术实现要素：
本发明的目的在于针对现有技术中存在的不足，提供一种三相电机绕组切换装置及控制方法，能够使用电子电路起到汽车中两档机械变速箱的作用，使得电机在低速区能够提供大转矩；高速区减小绕组匝数，在不用增加弱磁深度的前提下拓宽调速范围，并且可以使得高速区、低速区都可以高效运行。
为实现以上目的，本发明采用的技术方案为：
一种电机绕组切换装置，包括电机定子绕组1，所述电机定子绕组1的三相分成两段，一段为和外部端子相连的高速驱动绕组，匝数为w1，三相绕组分别记作a、b和c，整体为abc绕组；另一段为和外部端子相连的低速驱动绕组，只在低速时接入电路，匝数为w2，三相绕组分别记作a、b和c，整体为abc绕组；abc绕组和abc绕组中性点均不直接相连，而分别通过三相不控整流桥连接在一起；所述abc绕组连接的三相不控整流桥并联有第一晶闸管t1，形成高速切换电路2，所述abc绕组连接的三相不控整流桥并联有第二晶闸管t2，形成低速切换电路3，高速切换电路2和低速切换电路3整体形成绕组切换装置4。
所述abc绕组和abc绕组的三相绕组分别连接在三相不控整流桥每项的两个二极管之间。
所述w1和w2的比值不一定为1：1，而是与系统要求的弱磁调速范围、切换转速有关的变量，计算公式为w2:w1＝(n2-n1):n1。
所述电机绕组切换装置的控制方法，当电机运行于低速时，电机控制器在给主逆变电路发pwm工作信号的同时，发出触发信号给低速切换电路3中的第二晶闸管t2，使第二晶闸管t2承受正压导通，利用三相不控整流桥将abc绕组的下部端点短接；此时，所有绕组都参加工作，每相匝数为w1+w2，产生大转矩，最大转矩可达t1；
随着电机运行转速升高至n3，进入弱磁状态；电机控制器控制电机电流衰减到零，并撤掉第二晶闸管t2的触发信号，使流过第二晶闸管t2的电流衰减到维持电流以下而关断；然后，给高速切换电路2中的第一晶闸管t1触发信号，并重新控制三相电流增加；此时，电机进入单套绕组工作模式，每相匝数为w1；由于串联匝数较少，反电势相对较小，降低了弱磁的深度；
当电机运行转速由高速n3减速，降至n2时，电机控制器控制电机电流衰减到零，并撤掉第一晶闸管t1的触发信号，使流过第一晶闸管t1的电流衰减到维持电流以下而关断；然后，给第二晶闸管t2触发信号，并重新控制三相电流增加，使第二晶闸管t2导通，再次进入绕组串联模式。
所述第一晶闸管t1和第二晶闸管t2通过变频器封锁脉冲，被动关断；确保总是在零电流状态下，进行两个定子绕组间的切换；因此不需要缓冲电路，避免了因缓冲电路器件故障，造成切换失控和igbt主动关断产生过压。
所述
和现有技术相比较，本发明具备如下优点：
1、由于在低速、高速切换工作模式，相当于在一个高速电机、一个低速电机间进行切换，因此起到两档变速箱的效果，既可以产生低速的大转矩，也可以实现宽范围调速/高速运行。
2、由于”低速电机”在低速区效率高、“高速电机”在高速区效率高，因此在高速、低速都可以实现高效运行。
3、由于使用晶闸管作为切换开关，因此成本较低；
4、由于晶闸管在电流为零时自动关断，因此不需要缓冲电路，避免了因缓冲电路器件故障，造成切换失控和igbt主动关断产生过压的风险。
5、根据系统需要的调速范围计算两套绕组的匝比，因此可以使得每种模式下的弱磁程度尽量浅，使弱磁控制更容易。
附图说明
图1为本发明电机绕组切换装置示意图。
图2为绕组串联模式下的输出机械特性。
图3为单绕组模式下的输出机械特性。
图4为使用本发明装置后电机的机械特性曲线。
图5为本发明电机绕组切换装置及控制系统总体框架图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚简明，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
如图1所示，本发明一种电机绕组切换装置，包括电机定子绕组1，所述电机定子绕组1的三相分成两段，一段为和外部端子相连的高速驱动绕组，匝数为w1，三相绕组分别记作a、b和c，整体为abc绕组；另一段为和外部端子相连的低速驱动绕组，只在低速时接入电路，匝数为w2，三相绕组分别记作a、b和c，整体为abc绕组；abc绕组和abc绕组中性点均不直接相连，而分别通过三相不控整流桥连接在一起；所述abc绕组连接的三相不控整流桥并联有第一晶闸管t1，形成高速切换电路2，所述abc绕组连接的三相不控整流桥并联有第二晶闸管t2，形成低速切换电路3，高速切换电路2和低速切换电路3整体形成绕组切换装置4。
所述abc绕组和abc绕组的三相绕组分别连接在三相不控整流桥每项的两个二极管之间。
作为本发明的优选实施方式，所述w1和w2的比值为不一定为1：1，而是与系统要求的弱磁调速范围、切换转速有关的变量，w2:w1＝(n2-n1):n1。
如图2所示为绕组串联模式下电机的机械输出特性，由于高速时会产生较高的反电动势，无法达到需要的应用中需求的高转速n4；图3所示为单绕组模式下电机的机械输出特性，绕组匝数少，可以达到需求的高转速n4，但低速时无法达到大转矩t1。
如图4和图5所示，本发明电机绕组切换装置的控制方法，当电机运行于低速时，电机控制器在给主逆变电路发pwm工作信号的同时，发出触发信号给低速切换电路3中的第二晶闸管t2，使第二晶闸管t2承受正压导通，利用三相不控整流桥将abc绕组的下部端点短接；此时，所有绕组都参加工作，每相匝数为w1+w2(串联)，产生大转矩，最大转矩可达t1；
随着电机运行转速升高至，进入弱磁状态；当电机转速过高，达到n3时，电机控制器控制电机电流衰减到零，并撤掉第二晶闸管t2的触发信号，使流过第二晶闸管t2的电流衰减到维持电流以下而关断；然后，给高速切换电路2中的第一晶闸管t1触发信号，并重新控制三相电流增加；此时，电机进入单套绕组工作模式，只有全速驱动绕组工作，每相匝数为w1；由于串联匝数较少，反电势相对较小，降低了弱磁的深度；
当电机运行转速由高速n3减速，降至n2时，电机控制器控制电机电流衰减到零，并撤掉第一晶闸管t1的触发信号，使流过第一晶闸管t1的电流衰减到维持电流以下而关断；然后，给第二晶闸管t2触发信号，并重新控制三相电流增加，使第二晶闸管t2导通，再次进入绕组串联模式。
本发明第一晶闸管t1和第二晶闸管t2通过变频器封锁脉冲，被动关断；确保总是在零电流状态下，进行两个定子绕组间的切换；因此不需要缓冲电路，避免了因缓冲电路器件故障，造成切换失控和igbt主动关断产生过压。
如图4所示，n2～n3之间的区域为串联工作模式和单绕组工作模式均可工作的模式，为了提高绕组的利用率，宽度不宜过宽。
假设从应用设计的角度，需要电机的弱磁倍数为n倍(即n4：n1＝n)。则为充分利用绕组，应有：
若希望n2～n3之间的宽度为δn，令