开关电源电路的制作方法

本发明涉及电路领域，更具体地涉及一种开关电源电路。

背景技术：

近年来，随着诸如智能手机、平板电脑、以及笔记本电脑之类的便携设备的屏幕变大、处理器变快，需要增大便携设备的电池容量来维持或者延长便携设备的使用时间。然而，随着电池容量的增大，电池充电时间大大增长，这是便携设备的大多数用户不希望看到的情况。

为了维持电池充电时间不变或者缩短电池充电时间，需要增大充电器和适配器的输出功率。诸如由美国高通公司、华为技术公司、以及中国台湾联发科技公司等提出的快充协议、以及诸如pd2.0、pd3.0协议等的电源输出电压调节协议随着这种需求的出现而出现，这些协议除了要求输出电压可变以外，还要求更高的平均效率和更小的外形尺寸，因此需要在开关电源电路中采用同步整流控制机制。

技术实现要素：

鉴于以上所述的一个或多个问题，本发明提供了一种开关电源电路。

根据本发明实施例的开关电源电路，包括第一变压器和第二变压器、位于第一变压器的副边侧的第一脉宽调制控制芯片、位于第一变压器的原边侧的第二脉宽调制控制芯片、以及连接在第一变压器的原边绕组与参考地之间的第一功率开关，其中：交流电源提供的电能经由第一变压器从开关电源电路的电路输入端传送到电路输出端；第一脉宽调制控制芯片经由第二变压器向第二脉宽调制控制芯片传送用于控制第一功率开关的导通与关断的脉宽调制控制信号；第二脉宽调制控制芯片基于来自第一脉宽调制控制芯片的脉宽调制控制信号来控制第一功率开关的导通与关断。

附图说明

从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：

图1示出了传统的带有同步整流控制机制的开关电源电路的电路图；

图2示出了图1所示的脉宽调制控制芯片的内部框图；

图3a-3b分别示出了在脉宽调制控制芯片工作在非连续导通模式(dcm)和连续导通模式(ccm)时输出电压vo的反馈分压和电流检测电压vcs的波形图；

图4示出了根据本发明实施例的开关电源电路的电路图；

图5示出了位于图4所示的变压器t1的副边侧的脉宽调制控制芯片的内部框图；

图6示出了位于图4所示的变压器t1的原边侧的脉宽调制控制芯片的内部框图；

图7示出了图5所示的斜坡生成器的电路图；

图8示出了根据本发明实施例的带有同步整流控制机制的开关电源电路的电路图；

图9示出了位于图8所示的变压器t1的副边侧的脉宽调制控制芯片的内部框图。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。

图1示出了传统的带有同步整流控制机制的开关电源电路的电路图。在图1所示的开关电源电路中，同步整流控制芯片(sric)位于变压器t1的副边侧，其通过检测变压器t1是否处于续流状态(即，变压器中储存的能量释放到电路输出端的状态)来控制连接在变压器t1的副边绕组与电路输出端之间的功率开关m2的导通与关断；脉宽调制控制芯片(pwmic)位于变压器t1的原边侧，其通过检测电路输出端的输出电压的变化和流过变压器t1的原边绕组的原边电流的变化来控制连接在变压器t1的原边绕组与参考地之间的功率开关m1的导通与关断。

具体地，同步整流控制芯片通过vd端子检测变压器t1是否处于续流状态，在检测到变压器t1处于续流状态时控制功率开关m2处于导通状态，并在检测到变压器t1续流结束或者功率开关m1从关断状态变为导通状态时控制功率开关m2从导通状态变为关断状态。

由于脉宽调制控制芯片和同步整流控制芯片分别独立控制功率开关m1和功率开关m2的导通与关断，因此在某些条件下(例如，动态负载切换或者短路等条件下)存在功率开关m1和功率开关m2在短时间内同时导通的情况，这会导致流过功率开关m1和功率开关m2的瞬间峰值电流非常大从而引起这些功率开关的损坏或者引起炸机。

图2示出了图1所示的脉宽调制控制芯片的内部框图。在图2所示的脉宽调制控制芯片中，分压电阻ru和rd对来自变压器t1的副边侧的、表征电路输出端的输出电压vo的反馈电压vfb进行分压，生成输出电压vo的反馈分压；前沿消隐(leb)电路对流过变压器t1的原边绕组的原边电流在电流检测电阻rs上产生的电流检测电压vcs进行前沿消隐处理，生成电流检测电压vcs的消隐电压；pwm比较器基于输出电压vo的反馈分压和电流检测电压vcs的消隐电压生成pwm调制信号；振荡器基于表征输出电压vo的反馈电压vfb生成脉宽固定的振荡信号；rs触发器和驱动器基于来自pwm比较器的pwm调制信号和来自振荡器的振荡信号生成pwm控制信号用以控制功率开关m1的导通与关断。

这里，脉宽调制控制芯片的cs端子处的电压，即流过变压器t1的原边绕组的原边电流在电流检测电阻rs上产生的电流检测电压vcs由以下等式1表示，并且电流检测电压vcs的上升斜率kr_cs由以下等式2表示：

其中，vin是图1所示的开关电源电路对交流(ac)输入电压进行电磁干扰(emi)滤波和整流后得到的线电压，lm是变压器t1的原边绕组的感量，ton为功率开关m1的导通时间，rs为电流检测电阻rs的阻值。

在图1所示的开关电源电路进入闭环工作后，pwm比较器的两个输入端接收的输入电压相等，即，输出电压vo的反馈分压和电流检测电压vcs的消隐电压相等。

图3a-3b分别示出了在脉宽调制控制芯片工作在非连续导通模式(dcm)和连续导通模式(ccm)时输出电压vo的反馈分压和电流检测电压vcs的波形图。

如图3a所示，在dcm模式下，脉宽调制控制芯片的fb端子处的电压，即表征输出电压vo的反馈电压vfb为：

如图3b所示，在ccm模式下，脉宽调制控制芯片的fb端子处的电压，即表征输出电压vo的反馈电压vfb为：：

其中，ru和rd分别是脉宽调制控制芯片中连接在fb端子和系统地之间的分压电阻ru和rd的阻值，vcs_peak是电流检测电压vcs的最大值，vcs0是电流检测电压vcs的最小值。

这里，脉宽调制控制芯片的cs端子处的电压，即流过变压器t1的原边绕组的原边电流在电流检测电阻rs上产生的电流检测电压vcs的下降斜率kf_cs为：

kf_cs＝vcs/tdem＝np/ns·(vo+vd)·rs/lm(等式5)

其中，np和ns分别是变压器t1的原边绕组和副边绕组的匝数，vd是连接在变压器t1的副边绕组与电路输出端之间的二极管的导通电压。

在结合图1、图2、以及图3a-3b描述的开关电源电路中，当负载瞬间加载或降载时，分别位于变压器t1的原边侧和副边侧的功率开关m1和功率开关m2同时导通，这会增大开关电源电路损坏的风险。

图4示出了根据本发明实施例的开关电源电路的电路图。图5示出了位于图4所示的变压器t1的副边侧的脉宽调制控制芯片的内部框图。图6示出了位于图4所示的变压器t1的原边侧的脉宽调制控制芯片的内部框图。下面结合图4至图6，详细描述根据本发明实施例的开关电源电路。

如图4所示，根据本发明实施例的开关电源电路包括变压器t1和t2、位于变压器t1的副边侧的脉宽调制控制芯片302、位于变压器t1的原边侧的脉宽调制控制芯片304、以及连接在变压器t1的原边绕组与参考地之间的功率开关m1。这里，交流电源提供的电能经由变压器t1从开关电源电路的电路输入端传送到电路输出端；脉宽调制控制芯片302经由变压器t2向脉宽调制控制芯片304传送用于控制功率开关m1的导通与关断的pwm控制信号(这里，变压器t2将脉宽调制控制芯片304的pwm端子处的pwm控制信号与脉宽调制控制芯片302的pwm端子处的pwm控制信号隔离开)；脉宽调制控制芯片304基于来自脉宽调制控制芯片302的pwm控制信号来控制功率开关m1的导通与关断。

如图5所示，在脉宽调制控制芯片302中，误差放大器(ea)基于fb端子处的电压(即，输出电压vo的表征电压)和基准电压vref生成误差放大信号；斜坡生成器基于对开关电源电路的交流输入电压进行emi滤波和整流得到的线电压、pwm端子处的电压(即，脉宽调制控制芯片302输出的pwm控制信号)、和vdd端子处的电压(即，输出电压vo)生成斜坡电压信号；pwm比较器基于来自误差放大器的误差放大信号和来自斜坡生成器的斜坡电压信号生成pwm调制信号；振荡器基于来自斜坡生成器的斜坡电压信号生成脉宽固定的振荡信号；rs触发器和驱动器基于来自pwm比较器的pwm调制信号和来自振荡器的振荡信号生成pwm控制信号。这里，输出电压vo的表征电压由分压电阻r1和r2对输出电压vo进行分压生成。

如图6所示，在脉宽调制控制芯片304中，pwm检测单元还原来自脉宽调制控制芯片302的pwm控制信号并对其进行整形；驱动器基于由pwm检测单元还原并整形得出的pwm控制信号来控制功率开关m1的导通与关断。

这里，当脉宽调制控制芯片302输出的pwm控制信号为“1”(即，高电平)时，脉宽调制控制芯片304的gate端子输出高电平的驱动信号，以控制功率开关m1处于导通状态；当脉宽调制控制芯片302输出的pwm控制信号为“0”(即，低电平)时，脉宽调制控制芯片304的gate端子输出低电平的驱动信号，以控制功率开关m1处于关断状态。

为了达到与结合图1、图2、以及图3a-3b描述的开关电源电路在dcm模式和ccm模式下的pwm控制方式相同的效果，图5所示的斜坡生成器生成的斜坡电压信号的上升/下降斜率需要和结合图1、图2、以及图3a-3b描述的开关电源电路中的电流检测电压vcs的上升/下降斜率相同或成比例关系。

由结合图1、图2、以及图3a-3b描述的开关电源电路中的电流检测电压vcs的上升/下降斜率kr_cs/kf_cs的等式可知，电流检测电压vcs的上升斜率kr_cs和vin成正比，电流检测电压vcs的下降斜率kf_cs和vo+vd成正比。因此，图5所示的斜坡生成器只要生成上升斜率和vin成正比、下降斜率和vo+vd成正比的斜坡电压信号，根据本发明实施例的开关电源电路的pwm控制方式就可以与结合图1、图2、以及图3a-3b描述的开关电源电路的pwm控制方式完全等效。

在图4所示的开关电源电路中，当功率开关m1处于导通状态时，变压器t1的副边绕组上的电压为vin*ns/np；在变压器t1是反激变压器的情况下，变压器t1的副边绕组上的电压相对于参考地是负压，即-vin*ns/np。与结合图1、图2、以及图3a-3b描述的开关电源电路类似，np和ns分别是变压器t1的原边绕组和副边绕组的匝数，vin是图4所示的开关电源电路对ac输入电压进行emi滤波和整流后得到的线电压。

图7示出了图5所示的斜坡生成器的电路图。在图7所示的斜坡生成器中，运算放大器(opa)将vd端子处的电压嵌位在“0”，因此流过运算放大器的电流为(vin*ns/np)/r0，其中r0是连接在电路输出端和vd端子之间的电阻r0的阻值；流过运算放大器的1/m镜像电流ic在pwm控制信号为“1”时对电容cramp充电；vdd端子处的电压(即，输出电压vo)叠加一个固定电压va经过电压转电流模块后生成放电电流id；放电电流id在pwm控制信号为“0”时对电容cramp放电；ic/id电流对电容cramp的充电和放电形成了斜波电压信号vramp。

这里，1/m镜像电流ic和放电电流id分别由以下等式6和等式7表示：

其中，r0为图4中的电阻r0的阻值，m为图7中所示的电流镜的镜像系数，rv为图7中所示的电压转电流模块中的电阻的阻值。

因此，斜坡电压信号vramp的上升斜率kr_ramp和下降斜率kf_ramp如下：

令kr_cs＝kr_ramp可以得出

在系统确定后，ns、np、lm、rs都是固定值。因此，可以通过选取满足等式10的m、r0、cramp，使得图5中的斜坡电压信号vramp的上升斜率和图1中的电流检测电压vcs的上升斜率相等。

同样，令kf_cs＝kf_ramp可以得出

等式11中的vdd＝vo，取va＝vd，即可得到：

在系统确定后，ns、np、lm、rs都是固定值。因此，可以通过选取满足等式12的rv、cramp，使得图5中的斜坡电压信号vramp的下降斜率和图1中的电流检测电压vcs的下降斜率相等。

综上所述，脉宽调制控制芯片302内部选取合适的m、rv、cramp可以使得图5中的斜坡电压信号vramp的上升斜率和下降斜率和图1中的电流检测电压vcs的上升斜率和下降斜率一样，从而使得根据本发明实施例的pwm控制方式和传统的pwm控制方式完全等效。

图8示出了根据本发明实施例的带有同步整流控制机制的开关电源电路的电路图。图9示出了位于图8所示的变压器t1的副边侧的脉宽调制控制芯片的内部框图。在图8和图9所示的开关电源电路中，当pwm控制信号为“1”时，连接在变压器t1的原边绕组和参考地之间的功率开关m1处于导通状态，连接在变压器t1的副边绕组和电路输出端之间的功率开关m2处于关断状态，因此短时间的原副边共通问题可以解决；同时，在pwm控制信号为“0”时，同步整流(sr)检测模块检测变压器t1是否处于续流状态，在检测到变压器t1处于续流状态(即，vd端子处的电压为负压)时控制功率开关m2处于导通状态，在检测到续流结束(即，vd端子处的电压为正压)时控制功率开关m2处于关断状态。

本领域技术人员应能理解，上述实施例均是示例性而非限制性的。在不同实施例中出现的不同技术特征可以进行组合，以取得有益效果。本领域技术人员在研究附图、说明书及权利要求书的基础上，应能理解并实现所揭示的实施例的其他变化的实施例。权利要求中的任何附图标记均不应被理解为对保护范围的限制。权利要求中出现的多个部分的功能可以由一个单独的硬件或软件模块来实现。某些技术特征出现在不同的从属权利要求中并不意味着不能将这些技术特征进行组合以取得有益效果。