一种倍频调制下的双Buck全桥并网逆变器系统的制作方法

本实用新型涉及光伏并网逆变器领域，具体涉及一种倍频调制下的双Buck全桥并网逆变器系统。

背景技术：

现有的双Buck全桥并网逆变器具有无共模漏电流、损耗小、直流电压利用率高、输出三电平等优点，但其逆变电路中存在两个体积大的直流电感，且电路工作时，始终只有一个电感处于工作状态，导致磁性元件利用率低、系统成本高、功率密度变小；同时，双Buck全桥并网逆变器直流侧和交流侧之间未实现解耦，这使得并网电流直流分量含量较高。若采用双极性倍频调制策略，并网逆变器拓扑的等效工作频率是原来的的2倍，从而可以减小输出电流纹波、降低并网电流谐波含量、使输出滤波器的体积和损耗下降。而现有的双降压式并网逆变器若采用倍频调制又会产生较大的共模漏电流，降低了电网质量。

技术实现要素：

针对现有技术中的上述不足，本实用新型提供的一种倍频调制下的双Buck全桥并网逆变器系统，可以解决现有双降压并网逆变器电流谐波含量大、交直流侧不隔离和滤波电感体积大、成本高的问题。

本实用新型解决上述技术问题的技术方案如下：1.一种倍频调制下的双Buck全桥并网逆变器系统，包括双Buck全桥并网逆变电路和控制电路两部分，双Buck全桥并网逆变电路由直流输入电压E、全桥功率开关管S1～S6和四个续流二极管D1～D2、电感LA～LD组成；所述的开关管和四个续流二极管共同组成逆变器，负责将直流侧电压转换为交流电压，所述的电感LA～LD用于电路滤波；控制电路由参考电压Uref、三角载波、PLL锁相器、电压加法器、乘法器、电流加法器、PR控制器、倍频SPWM调制器等组成，所述的参考电压Uref与直流电流E送入所述的电压加法器，得到的误差信号与所述PLL锁相器得到的信号相乘即为并网电流参考信号iref，所述双Buck全桥并网逆变电路中的实际电流信号ig与并网电流参考信号iref在电流加法器中作差，其误差信号经过所述的PR控制器，再结合所述的三角载波，所述的倍频SPWM调制器即可生成PWM波驱动所述的功率开关管S1～S6。

进一步地，所述的功率开关管S1～S6均为金氧半场效晶体管MOSFET，所述功率开关管S5的漏极与直流电压Udc正极相连接，所述功率开关管S5的源极分别与功率开关管S1的漏极、二极管D2的负极、功率开关管S3的漏极和二极管D4的负极相连接；所述功率开关管S6的源极与Udc负极相连接，所述功率开关管S6的漏极分别与功率开关管S2的源极、二极管D1的正极、功率开关管S4的源极和二极管D3的正极相连接；所述功率开关管S1的栅极作为节点A并分别与二极管D1负极和电感LA的一端相连接；所述功率开关管S1的源极作为节点A并分别与D1负极和电感LA的一端相连接；所述电感LD的另一端作为输出端G，输出端G接地；所述二极管D2的正极作为节点B并分别与开关管S2的漏极和电感LB的一端相连接；所述功率开关管S3的源极作为节点D并分别与二极管D3负极、电感LB的一端和电感LD的一端相连接；所述二极管D4的正极作为节点C并分别与S4的漏极、电感LA的一端和电感LC的一端相连接。

本实用新型的有益效果为：

倍频调制下的双Buck全桥并网逆变器系统，在结构上实现了交流侧和直流侧的隔离，降低了并网电压的直流分量；开关频率提高为原来的2倍，从而可以获得更高的输出电压频率，电网电流总谐波畸变率降低；控制上采用倍频调制，滤波电感体积减小、成本降低，由此产生的共模漏电流也可以得到有效抑制。

附图说明

图1为本实用新型的电路系统示意图；

图2为本实用新型在倍频调制下的输出电压uAB，uCD波形图及功率开关管S1～S6驱动波形图；

图3为本实用新型的逆变电路在正半周期的等效共模谐振电路图；

图4为本实用新型的逆变电路在负半周期的等效共模谐振电路图；

图5为采用倍频SPWM调制的并网电流、电压实验波形；

图6为采用倍频SPWM调制的输出电压、漏电流实验波形；

图7为采用倍频SPWM调制的THD含量图。

具体实施方式

下面对本实用新型的具体实施方式进行描述。

如图1所示，一种倍频调制下的双Buck全桥并网逆变器系统，包括双Buck全桥并网逆变电路和控制电路两部分，双Buck全桥并网逆变电路由直流输入电压E、全桥功率开关管S1～S6和四个续流二极管D1～D2、电感LA～LD组成；开关管和四个续流二极管共同组成逆变器，负责将直流侧电压转换为交流电压，电感LA～LD用于电路滤波；控制电路由参考电压Uref、三角载波、PLL锁相器、电压加法器、乘法器、电流加法器、PR控制器、倍频SPWM调制器等组成，参考电压Uref与直流电流E送入电压加法器，得到的误差信号与PLL锁相器得到的信号相乘即为并网电流参考信号iref，双Buck全桥并网逆变电路中的实际电流信号ig与并网电流参考信号iref在电流加法器中作差，其误差信号经过PR控制器，再结合三角载波，倍频SPWM调制器即可生成PWM波驱动功率开关管S1～S6。功率开关管S1～S6均为金氧半场效晶体管MOSFET，功率开关管S5的漏极与直流电压Udc正极相连接，功率开关管S5的源极分别与功率开关管S1的漏极、二极管D2的负极、功率开关管S3的漏极和二极管D4的负极相连接；功率开关管S6的源极与Udc负极相连接，功率开关管S6的漏极分别与功率开关管S2的源极、二极管D1的正极、功率开关管S4的源极和二极管D3的正极相连接；功率开关管S1的栅极作为节点A并分别与二极管D1负极和电感LA的一端相连接；功率开关管S1的源极作为节点A并分别与D1负极和电感LA的一端相连接；电感LD的另一端作为输出端G，输出端G接地；二极管D2的正极作为节点B并分别与开关管S2的漏极和电感LB的一端相连接；功率开关管S3的源极作为节点D并分别与二极管D3负极、电感LB的一端和电感LD的一端相连接；二极管D4的正极作为节点C并分别与S4的漏极、电感LA的一端和电感LC的一端相连接。

在本实用新型的一个实施例中，为减小器件的功率开关管S1～S6的开关损耗，该逆变拓扑以半周期控制的方式工作。功率开关管S1、S2、S5、S6在正半周期工作，功率开关管S3、S4、S5、S6在负半周期工作。系统在倍频SPWM调制策略下的驱动和输出电压uAB，uCD波形如图2所示。其中功率开关管S5的驱动信号在正半周期与功率开关管S4相同，在负半周期与功率开关管S2相同。

为分析本逆变器的共模漏电流，需建立其共模等效谐振电路。接地电容CPV具有隔离直流电源的作用，因此共模漏电流itcm仅与交流电压源有关。当不考虑直流电源Udc对itcm的影响时，从图3可知在正半周期功率开关管S1、S2、S5、S6工作，功率开关管S3、S4一直关断，结合图1可得该逆变拓扑在正半周期等效共模谐振电路如图3所示。同理，图4为负半周期的等效共模谐振电路。其中，uAN、uBN、uCN和uDN分别为逆变器桥臂中点A、B、C、D对直流电压负极N之间的电压。

根据现有技术对逆变器有效共模电压uecm的进行推导，可得图3的uecm为：

式(1)中，uecm为等效共模电压，ucm为共模电压，udm为差模电压，且：

ucm＝uAB＝uCN-uDN (3)

由式(1)可知，当LC+LA≠LD+LB时，udm乘积项不为零。因此，为消除udm对共模漏电流的影响，令L1+LA＝L4+LB。为方便分析令LC＝LD；LA＝LB，则式(1)可改写为：

计算漏电流itcm，公式可表示为：

在式(5)中，CPV为接地电容，t为时间变量；

结合式(4)和式(5)式可知，若uAN+uBN在正半周期保持恒定，则能有效抑制正半周期的共模漏电流。

同理分析图4可得负半周期的uecm为：

因此，若uCN+uDN在负半周期保持恒定，则能有效抑制负半周期的共模漏电流。

而在本实用新型提出的拓扑及其调制策略中，根据ig的方向和功率开关管S1～S6的开关情况，该逆变系统在单个工频周期内有六种运行模态，每种模态均满足：

因此采用倍频SPWM调制方式的共模漏电流itcm＝0，双Buck并网逆变器的共模漏电流得到有效抑制，电感体积可以减小、降低成本；并且续流通路不通过性能较差的体二极管，减小了反向恢复损耗，实现了逆变器在续流阶段电网与直流电压的隔离，可提高逆变器效率和可靠性。

为了验证理论分析的正确性与参数设计的合理性，本实用新型在MATLAB7.1仿真软件中搭建了仿真平台分别对采用倍频SPWM调制策略的双Buck全桥并网逆变器进行仿真验证。

双Buck全桥并网逆变器的主电路具体实验参数，如表1所示：

表1仿真参数

图5为电网电压ugid和进网电流ig的波形，从图中可以看出，ugid和ig保持同相位，输出并网电压ugid为220V，并网电流ig为15A。图6为逆变输出电压uAB和共模漏电流itcm的波形。由图可知，通过倍频SPWM调制策，实现了正半周期和负半周期逆变输出电压uAB分别在0V和360V之间、0V和-360V之间以2倍开关频率即10KHZ的频率高频变化，从而使得THD值减小，提高并网电能质量。共模漏电流itcm基本保持在5mA左右，仅在过零点时幅值较大，最大不超过90mA，符合DIN V VDE V 0126-1-1的标准。

由图7可得，仿真测得该系统拓扑采用倍频调制时仅THD为0.15％，相比采用单极性SPWM调制策略的传统双Buck逆变器，THD值减小了将近85％，大大提高了并网电流质量；由于开关管S5、S6使直流侧与交流侧实现了解耦，所以并网电流直流分量仅为0.03％，相比采用单极性SPWM调制策略的传统双Buck逆变器，直流分量也大大减小了。

综上所述，本实用新型提出的一种倍频调制下的双Buck并网逆变电路可以极大的提高并网电能质量，THD减小了近85％；而并网电能质量的提高，降低了滤波电感的体积和成本，提高了系统的功率密度。逆变器直流侧与交流侧的隔离，使得并网电流直流分量大大减小，进一步提高了并网电能质量。