一种三相交直流升降压变换电路的制作方法

本实用新型涉及电力电子领域，特别是涉及一种三相交直流升降压变换电路。

背景技术：

由于国家法规或者用电系统环境对用电设备的要求越来越高，超过一定的功率单体用电设备由单相供电的方式逐步更改采用三相供电，且要求有功率因数矫正以保证对电网电能质量和减少对电网的冲击，比如早期的电动汽车充电器仅为3.3KW，后来逐步提升到6.6KW，10KW甚至更高等，如果没有功率因数矫正(PFC)功能就会对电网的电能质量破坏很大，甚至严重时会导致电网的瘫痪。

此外设备输出电压范围可能会较宽，或者设备需求电压在三相不控整流范围左右。因此三相交流输入的交直流变换电路，如果需要PFC(功率因素校正)功能，则通常以三电平升压型为主，如图1所示的为三电平结构就是较为常见的一种，然后后端再增配DC/DC直流变换电路处理为想要的输出电压，因为前端的电压较高，后端的直流变换器局限于功率器件的有限性，要兼顾效率及其他因素，处理起来较为麻烦。因此，也有另外一种降压式PFC电路，如图2所示的Swiss整流器，当然还有6开关管降压型PFC等方法，其最高可以输出1.5倍相电压峰值电压的电压，如果输出需求电压是超过该电压范围的，后端必须再如升压式的方案，配一级的DC/DC直流变换电路处理为想要的输出电压，如图3所示，其省去了母线电压高的麻烦，但其两级方案成本还是较高，同时由于两级的变换，效率会降低，因此，我们有必要提出一种更好的方案来解决相关问题。

以上背景技术内容的公开仅用于辅助理解本实用新型的实用新型构思及技术方案，其并不必然属于本专利申请的现有技术，在没有明确的证据表明上述内容在本专利申请的申请日已经公开的情况下，上述背景技术不应当用于评价本申请的新颖性和创造性。

技术实现要素：

本实用新型目的在于提出一种新型三相交直流升降压变换电路，以解决上述现有技术存在的效率及体积有限或者成本要求相对较高的场所进行应用的技术问题。

第一方面，本实用新型提出一种三相交直流升降压变换电路，包括输入开关管组、整流开关单元和储能续流单元，所述输入开关管组包括第一至第三开关管，所述整流开关单元包括第一至第六二极管、第四至第六开关管，所述储能续流单元包括第七二极管、第八二极管、第七开关管、第一至第二续流电感和电容；

所述第一至第三开关管的源极分别连接三相交流输入端，第一至第三开关管的漏极分别连接整流开关单元的三个输入端；第一二极管的阴极与第二二极管阴极及第三二极管的阴极连接，同时也与第七二极管的阴极及第一续流电感的一端连接，第四二极管的阳极与第五二极管阳极及第六二极管的阳极连接，同时也与第七二极管的阳极及第二续流电感的一端连接，第四开关管的源极连接第四二极管的阴极，第五开关管的源极连接第五二极管的阴极，第六开关管的源极连接第六二极管的阴极，第四开关管的漏极连接第一二极管的阳极及第一开关管的漏极，第五开关管的源极连接第二二极管的阳极及第二开关管的漏极，第六开关管的源极连接第三二极管的阳极及第三开关管的漏极；

第一续流电感的另外一端与第七开关管的源极连接，第二续流电感的另外一端与第七开关管的漏极连接，正母线端和负母线端之间连接有电容，在第一续流电感和第七开关管的公共端与电容的一端之间和/或第二续流电感和第七开关管的公共端与电容的另一端之间串联第八二极管作为续流二极管。

进一步，第一续流电感和第二续流电感为磁回路中开有气隙的可储能的变压器的两个绕组；第一续流电感和第二续流电感保留其中一个。

进一步，所述第一至第七开关管通过同一个驱动信号进行驱动，或各自通过独立的驱动信号进行驱动；所述第一至第七开关管为高频驱动信号控制开通与关断的半导体器件，并均具有反并二极管，所述反并二极管为集成二极管、寄生二极管、或者外加二极管。

进一步，还包括输入滤波器，所述输入滤波器设置在所述输入开关管组前端，三相三线电源经输入滤波器滤波后接入所述输入开关管组。

第二方面，本实用新型还提供一种三相交直流升降压变换电路，包括至少两个上述三相交直流升降压变换电路，各个三相交直流升降压变换电路之间以并联或者按照1/N周期交错并联连接，N为三相交直流升降压变换电路的数量。

本实用新型与现有技术对比的有益效果包括：

从结构上，本实用新型克服了传统的升压型PFC电路后端高压的弊端，使得后端的直流变换器功率器件的的受限性降低，可选余地更大，同时本实用新型提出的升降压型交直流变换电路，也改变了传统升压或者降压式的实现形式，输出电压相对交流输入来说局限性更小，可以为升压，可以为降压，甚至可以为相差幅值中的电压；同时整个交直流变换电路简单，控制逻辑精简，效率高，适合于高效率及高功率密度需求场合，尤其是替代传统的无源PFC优势十分明显；

从功能上，该拓扑结构结合控制方法能有效保证的各相电路的电流导通因此具有较好的功率因素，同时因为，设置了续流二极管D7以及对称电感(第一续流电感L1和第二续流电感L2)，结合滤波电容，D7续流的时候通过两个电感输出侧与交流侧隔离，即D7续流时回路与输入交流没有电流导通连接关系，使输出侧的虚拟相对电位更稳定，有利于提高非隔离型的变换器的EMI性能。

附图说明

图1是现有的升压式PFC电路结构示意图。

图2是现有的降压PFC电路示意图。

图3是现有的直流输出方框示意图。

图4是本实用新型实施例1的三相交直流升降压变换电路的示意图。

图5是本实用新型实施例1的三相电压波形示意及交汇点定义示意图。

图6是本实用新型实施例1的AC-BC区间AB向导通回路示意一。

图7是本实用新型实施例1的AC-BC区间AB向导通回路示意二。

图8是本实用新型实施例1的AC-O区间BC相续流回路示意图。

图9是本实用新型实施例1的AC-BC区间电感电流续流回路示意图。

图10是本实用新型实施例1的O-BC区间AC相续流回路示意一。

图11是本实用新型实施例1的O-BC区间AC相续流回路示意二。

图12是本实用新型实施例1的等效变换示意图。

图13是本实用新型实施例1的电位等效变换波形示意图。

图14是本实用新型实施例1三相交流周期内各开关组驱动波形关系示意。

图15是本实用新型实施例1的变形实施例2的结构示意图。

图16是本实用新型实施例2的电流示意图。

图17是本实用新型实施例1的等效变换示意1。

图18是本实用新型实施例1的等效变换示意2。

图19是本实用新型实施例1的等效变换示意3。

图20是本实用新型实施例1的等效变换示意4。

具体实施方式

下面结合具体实施方式并对照附图对本实用新型作进一步详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本实用新型的范围及其应用。

参照以下附图，将描述非限制性和非排他性的实施例，其中相同的附图标记表示相同的部件，除非另外特别说明。

实施例1：

如图4所示为本实用新型提出的一种三相交直流升降压变换电路，包括输入开关管组、整流开关单元和储能续流单元，输入开关管组包括三个开关管Q1～Q3，三个开关管Q1～Q3分别设置在接入的三相三线电源的三根相线上(或者通过输入滤波器连接)；三个开关管Q1～Q3分别与整流开关单元连接；开关管Q1～Q3的源极分别连接三相交流输入端(或者输入滤波器端)，开关管Q1～Q3的漏极分别连接整流开关单元的三个输入端。整流开关单元为在三相不控二极管整流桥的下端加入开关管的单元，具体连接为二极管D1的阴极与二极管D2阴极及二极管D3的阴极连接，同时也与续流二极管D7的阴极及续流电感L1的一端连接。二极管D4的阳极与二极管D5阳极及二极管D6的阳极连接，同时也与续流二极管D7的阳极及续流电感L2的一端连接。开关管Q4的源极连接二极管D4的阴极，开关管Q5的源极连接二极管D5的阴极，开关管Q6的源极连接二极管D6的阴极；开关管Q4的漏极连接二极管D1的阳极及开关管Q1的漏极，开关管Q5的源极连接二极管D2的阳极及开关管Q2的漏极，开关管Q6的源极连接二极管D3的阳极及开关管Q3的漏极；储能续流单元包括二极管D7，续流电感L1,L2，开关管Q8，二极管D9和滤波电容C1，续流电感L1的另外一端连接二极管D9的阳极以及开关管Q8的源极，二极管D9的阴极接滤波电容C1的一端(或者有极性电容的正极)，续流电感L2的另外一端连接开关管Q8的漏极及滤波电容C1的另外一端(或者有极性电容的负极)，即整流开关单元的正极性母线与负极性母线之间设有滤波电容C1。具备实现宽范围输出电压的升降压复合功能以及同时实现功率因数矫正功能的工作回路，尤其是输出电压区间为三相相电压V的至倍时，无需额外变换器。

其中，储能续流单元，连接输出电压母线的续流二极管，可在正母线端，也可以在负母线端，或者可以在正母线及负母线端同时串接；续流电感也可以是磁回路中开有气隙的可储能的变压器用两个绕组等效替代两个分离的电感；续流电感或者也可以只有一个电感在回路中。

所述开关管可高频驱动信号控制开通与关断的半导体器件，如MOS管或IGBT管等。开关管反并二极管可以是集成或者寄生的二极管，也可以是外加的单独二极管。所述每相输入开关及整流桥开关通过同一个驱动信号进行驱动；或各自通过独立的驱动信号进行驱动。

另外，作为本实用新型的一个实施例中，包括至少两个上述三相交直流升降压变换电路，各个三相交直流升降压变换电路之间以并联或者按照1/N周期交错并联连接，其中N为电路的数量。

如图4所示，从输入的三相交流电源，包括A相、B相、及C相，三相交流电压信号可参考图5，彼此相差120度的相位，由于实际输入的交流电压可能存在瞬变，所以本实施例示出的电压波形为标准的波形作为参考，便于后文描述。本实施例示出的变换器还包括输入滤波器，所述输入滤波器设置在所述开关单元前端，三相三线电源经输入滤波器滤波后接入所述开关单元，对输入电源起滤波作用，同时也可以对内部的杂波反射至输入端起滤波和衰减左右。

如图4所示，A相上包括开关管Q1、Q4，B相上包括开关管Q2、Q5，C相上包括开关管Q3、Q6，该半导体功率开关可以为MOS管、IGBT管，本领域的技术人员应该理解到，本实用新型不局限于上述两种半导体功率开关，还可以是其他可执行高频开关操作的功率元件。A、B、C相的各自的开关管之间使用独立的驱动电源；同一相上的两个半导体功率开关可以共用一个驱动电源和同一个驱动信号，也可以各自独立驱动。

实施例2：

如图4所示，正极输出端与负极输出端之间可接负载(或可等效为负载的电路)，根据电路降压的基本原理，输出电压应该是比输入电压低才构成降压。因此在本电路中，三相中的任意两相导通时，其某区间类的瞬时最低点应该是该相的30°、90°、150°、210°、270°、330°点，或者类似周期性相差关系点，此时的最低值为1+1/2倍的相电压最高幅值，在其某区间类的瞬时最低点应该是该相的0°、60°、120°、180°、240°、300°点，或者类似周期性相差关系点，此时的最低值为倍的相电压最高幅值；具体的可以参考图5，如负载侧的输出电压的幅值范围最高为三相相电压V的即低于图示的V1差值，因此为降压模式，如负载侧的输出电压的幅值范围最低为三相相电压V的即高于图示的V3差值，因此为升压模式；如负载侧的输出电压的幅值范围介于前述的V1和V3之间，即图示的V2差值，因此为升降压模式；V为相电压有效值。滤波电容C1主要起滤波储能作用，能使直流输出平稳，使得电子电路的工作性能更加稳定。

如图5所示，输入A代表输入A相(Phase A)，输入B代表输入B相(Phase B)，输入C代表输入C相(Phase C)；为了方便描述，设三相电压相差120°，且为正弦电压，每360°一个循环；考虑到表述直观方便，以30°到390°(下一周期的30°点)为一个完整周期，因此如图5所示，各交汇点分别定义为AC(30°)、BC(90°)、BA(150°)、CA(210°)、CB(270°)、AB(330°)、AC(30°/390°)；过零点标为“0”点。为叙述简便，我们仅仅讨论升降压模式，即设输出电压为V2幅值，在这个区间段的相差幅值，由AC点到达V2差值点附近时，属于低于V2情况，因此工作模式会是升压，由V2差值点附近到0点时候，会高于V2，所以工作模式会转为降压；在等于或者略为大于V2差值附近，则为降压与升压混合模式。未来讨论简便，在下述的工作回路描述中我们将直接描述升压是否Q8参与工作，而不再重复详细解释原因。

因此，设从AC点开始，到BC点，AC-BC区间，该区间A相与B相电压幅值绝对值高于C相，当与三相交流连接的三路电路中的开关管Q1～Q6同时被施加PWM驱动开通信号，则Q1Q4，Q2Q5，Q3Q6均被开通，因此A相与B相的回路中D1，D5受正偏电压而导通，而与C相连接的回路中的二极管D3及D6分别受A相及B相的电压反偏而不能导通，同时假设根据输入及输出电压关系已经判断为升压模式，所以Q8开通，因此如图6所示，电流经过输入开关Q1及D1、L1、Q8、L2，D5，Q5及Q2形成回路，电感L1,L2处于储能状态，同时D9被反偏而截止；根据控制计算，如图7所示，假设Q8关断，则此时由于回路中有电感L1,L2的存在，所以电流无法立即反向，电感电动势会发生反向而续流，电流经过输入开关Q1及D1、L1、D9、L2，D5，Q5及Q2形成回路对C1和等效负载进行供电；紧接着当Q1、Q4的驱动或者Q4的驱动被关闭后(指在AC-0区间内，如果在0-BC区间内时，应该为Q2Q5的驱动或者Q5的驱动)；如图8所示，则此时由于回路中有电感L1、L2的存在，电流依然保持续流，只是由于BC两相的压差更低，所以电感的感应电动势差会变大，即电流下降的斜率变大；同时由于C相的开关管Q3、Q6受开通驱动信号所以一直导通，D3(在0-BC区间内时D6)受正偏电压导通，使电流有C相开始与续流电感L1、L2构成续流通路，电流经过输入开关Q3及D3、L1、D9、L2、D5，Q6形成回路对C1和等效负载进行供电。假设根据输入及输出电压关系已经判断为降压模式，则Q8在每个开关周期无需开通，只需按照前述方式控制与交流回路有关的Q1～Q6开关管即可。假设根据输入及输出电压关系已经判断为升压降压复合模式，则只需按照前述方式控制将与交流回路有关的Q1～Q6开关管先进行开通，然后根据控制计算延迟一定的时间开通Q8进行升压储能补充后再关断。

由上可知，该控制方法在每个开关周期实现每相均可以导通电流从而实现高PF值且低THDI的关键因数在于，先由幅值较高且极性相反的两相导通，并在回路的电感上储能，而后关闭与幅值绝对值最低相同方向的通路(关闭回路中的开关管)使其续流电流通过幅值绝对值最低相，因此在每个开关周期，两相幅值同向的较高相的电流回路会先关闭(如图8在30°至60°或AC-O区间，A相的驱动则先于B相关闭；如图10，图11在60°至90°或O-BC区间，B相的驱动则先于A相关闭，电流经过Q1及D1、L1、D9、L2、D6、Q6和Q3形成回路。)；先关闭的PWM驱动模式记为“短”，后关断的PWM驱动模式记为“长”。即在该实施例的实际控制中，正常情况下每个周期的占空比只会有两种数值。

当施加在开关管上的所有PWM开通电压都关闭，开关管的断开后输入的所有电流回路则被切断，由于电感的电流不能瞬变，其必然保持续流，因此D7受正向偏置导通。相关状态如图9所示，电流由C1的负端(或者电路输出端的等效负载负端)经过L2，D7及L1和D9回到C1的正端(或者电路输出端的等效负载正端)，构成闭环的电流续流回路。此时，输出端的相对电位不受输入电压影响。

根据以上关于实施案例的工作原理，与三相交流相连接的每相回路上的开关管的驱动信号先关闭的PWM驱动模式记为“短”，后关断的PWM驱动模式记为“长”。该控制方法在每个开关周期先由幅值较高且极性相反的两相导通，并在回路的电感上储能，随后关闭与幅值绝对值最低相同方向的此相交流的通路(关闭回路中的开关管)使其续流电流通过幅值绝对值最低相，因此在每个开关周期，三相均有电流流通，如果根据实时控制将PWM驱动信号占空比调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的PF值，即实现PFC矫正功能。

此外，如果在不考虑控制复杂性，只是需要实现前述相同效果的情况下，也可以采用另外一种控制模式与三相交流相连的开关管不同时施加驱动信号，先给幅值较高且极性相反的两相施加信号使其导通，而后关闭与幅值绝对值最低相同方向的通路并开通之前未开通的交流回路上的开关使其续流电流通过幅值绝对值最低相，因此在每个开关周期，两相幅值同向的较高相的电流回路会先关闭，先关闭的PWM驱动模式记为“短1”，后开通的PWM驱动模式记为“短2”，先开通而最后关断的PWM驱动模式记为“长”。该种方式其并未脱离我们前述的“长”“短”控制策略，因此后面不再做详细叙述。

以上各工作模式可以对本三相交直流升降压变换器的电路进行等效变换：

当某两相的开关管导通的时候如图17所示，根据对称性及开关功能性简化后如图18，瞬态情况下交流源通过二极管整流后可等效为直流源，或者说交流源加二极管在瞬时电路中可以视为直流源；同时交流回路中的组合开关管也可以简化等效为一个开关，因此如图19所示。再将重复功能的器件进行简化可以等效如图20所示。进行上述等效后，前部分为典型的降压电路，后部分为典型的升压电路，所以该电路实际可以看作是一个升降压电路，因此该电路具备典型的降压功能Vo＝Vin*D1或者Vo＝Vin/(1-D2)甚至Vo＝VinD1/(1-D2)。D1为输入交流回路上的各开关管的等效占空比，D2为第八开关管的占空比；因此输出电压的范围不再像传统的升压PFC或者降压PFC局限在某个单边区间，而使得输出电压变宽，相对输入电压为可升可降。

对于其他区间段而言，以此类推，BC-0区间，A、B两相的驱动信号为“长”PWM驱动状态，C相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，即C相回路先关断；0-BA区间，C、B两相的驱动信号为“长”PWM驱动状态，A相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，即A相回路先关断。

BA-CA区间，BA-0区间，A、C两相的驱动信号为“长”PWM驱动状态，B相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，即B相回路先关断；0-CA区间，A、B两相的驱动信号为“长”PWM驱动状态，C相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，即C相回路先关断。

CA-CB区间，CA-0区间，B、C两相的驱动信号为“长”PWM驱动状态，A相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，即B相回路先关断；0-CB区间，A、C两相的驱动信号为“长”PWM驱动状态，B相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，即B相回路先关断。

CB-AB区间，CB-0区间，B、A两相的驱动信号为“长”PWM驱动状态，C相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，即C相回路先关断；0-AB区间，B、C两相的驱动信号为“长”PWM驱动状态，A相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，即A相回路先关断。

AB-AC区间AB-0区间，C、A两相的驱动信号为“长”PWM驱动状态，B相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，即B相回路先关断；0-AC区间，B、A两相的驱动信号为“长”PWM驱动状态，C相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，即C相回路先关断。

由于现实中三相电压并不一定完全理想，存在相位、幅值、方向的变化，只能根据实际锁相来判断产生各区间段的驱动波形，因此应该以区间段各交流电压的瞬时波形的特征来判断，而不以理想角度来表示，根据三相电源信号的特点，可以分成十二个区间段，十二个区间段根据上述原理，各个开关管驱动信号的波形逻辑表如下表一及图14；由于同一相回路上的两个开关管可以一起施加同一信号，也可以分别施加信号，且由于开关管有反并二极管，因此或者其中一个加开关驱动信号即可，如果开关管无反并二极管，则两个开关管必须同时施加开关信号。

表一、开关管驱动状态逻辑表

“一”表示根据前述控制方法，可施加与同本回路中另外一个开关管同样的驱动信号，或者不需要施加驱动信号，具体的参照前述的规则；正常情况下，“一”均可以施加同本回路中另外一个开关管同样的驱动信号。

根据驱动波形逻辑表各个区间段可得，可执行如下控制方法：

检测输入交流电压，判断输入电压的各相指标是否满足工作条件，不满足条件继续等待；如若满足条件，则开始工作，根据输入的三相三线电源电压信号的锁相判断，分析各相电源的当前时刻所处的相位和区间段(总分为12个区间段)；分析出各相电源的电压的幅值绝对值大小，给幅值绝对值最高与最低的交流回路中对应开关管同时施加相同大小“长”PWM驱动信号，同时对幅值绝对值次之的交流回路中对应开关管施加“短”PWM驱动信号。使幅值绝对值较高的两相构成电流回路，同时电感形成分压储能，在“短”PWM驱动信号关闭后，原施加“长”PWM驱动信号的两相的开关管会给电感提供续流通路而继续导通。“长”“短”PWM驱动信号的具体大小则由实时控制运算结果确定。

由上述方法无须满足续流电感电流一直连续，不同负载情况下每相电流在开关周期内都会通过开关的组合构成通路。总体来说，导通电流的时间与相电压的幅值成相对关系，即幅值绝对值越高的，电流导通时间越长，幅值绝对值最大相的电流导通时间等于该幅值绝对值相对较低两相电流导通时间的和，且小于开关周期的总时间。

通过上述控制方法，有效保证在每个开关周期，三相均有电流流通，同时根据实时控制将PWM驱动信号占空比调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的PF值，即实现PFC矫正功能。

如图4所示，在施以前述的控制方法之后，储能单元具有为对称性，如果将C1等效为两个电容的串联，则等效电路图如图12所示，从图12中可以看出，相当于在输出侧设置了两个电容C/2，负载与这两个电容C/2并联，两个电容C/2的中点定义为等效中点。当输入侧导通有电流回路时，等效中点则是弦波中间值所示电路，该实用新型；当输入的“长”信号完全关闭后，整流单元将会把交流输入电位与整流桥隔开，即整流桥形成悬空电位，再由第七二极管D7进行续流钳制电位，输出侧依然保持对称，因此原中心电位可以看作其相对电位没有任何变化，不会出现被强制性箝位到中间幅值电压相(或者“1”状态的电压相)的可能。所以，当电容等效中点为地或者N时，该电路输出端的等效电路图如图13所示。

此外，如前述的控制方法及工作等效图分析可知，本三相交直流电路在实现PFC功能及输出电压，尤其是输出电压区间为三相相电压V的√2*(3/2)至√2*(√3)倍时，无需像图3那样有两个变换器，所以可以明显的节省电路元件，简化了电路，以及节省了开关损耗。在性能优势以及经济优势明显，同时也有助于提高功率密度。

所以本实用新型解决前述提到的相关案例的问题，在高功率密度场合，优势十分明显，可满足高精尖产品需要。

实施例3：

如图15所示，本实施例提出了一种根据实施例1的三相交直流升降压变换电路的变形实施例，包括至少两个如上任一所述的三相交直流升降压变换电路并联，各个三相交直流升降压变换电路之间的开关管驱动以交错模式工作。以使交流输入电流可以连续。

通过前述的“长”“短”驱动信号控制法，可以分别对至少两个(记为N)并联连接的三相交直流升降压变换器进行控制，N个并联连接的三相交直流升降压变换器的工作相位相差1/N个高频周期；此外在控制算法中加入正负边电感电流均衡控制，以避免并联带来的各个变换器中的电流环路交叉。

但多个电路在多个并联工作时，由于该电路是非隔离型电路，因此需对L1,L2两个电感的电流值进行直接监控或者通过其他间接手段获取相关信息后，可判断出与其他电路间是否存在环路交叉电流(或者错位环流等)，如图16所示，第一电路的正边电流大(或者说L1电流大)，即对应该电路的输入某相电流大；第二电路的负边电流大(或者说L2电流大)，即对应该电路的输入另外某相电流大；而对多电路的各相输入总电流和会均衡，则构成电路间的交叉回路；此时可以根据前述的电流值运算后调节T1及T2的比值，以实现环路阻抗调节，从而达到避免不同电路间的电流交叉回路，也实现了各自电路正负边的电流一致性控制。

因此，进一步的控制方法如下：

在电路上电后，同时在检测满足工作条件后，按照对输入交流的相位，幅值等进行采样和相位锁定后，按照表一的“长”“短”驱动信号控制法，对各相回路上的开关管施加驱动信号，N个并联连接的三相交直流升降压变换器的工作相位相差1/N个高频周期；同时对同一电路单元的L1,L2两个电感的电流值进行直接监控或者通过其他间接手段获取相关信息后，判断出与其他电路间是否存在环路交叉电流(或者错位环流等)，并根据电感电流值运算后调节T1及T2的比值，以实现环路阻抗调节，从而达到避免不同电路间的电流交叉回路，也实现了各自电路正负边的电流一致性控制。

本领域技术人员将认识到，对以上描述做出众多变通是可能的，所以实施例仅是用来描述一个或多个特定实施方式。

尽管已经描述和叙述了被看作本实用新型的示范实施例，本领域技术人员将会明白，可以对其作出各种改变和替换，而不会脱离本实用新型的精神。另外，可以做出许多修改以将特定情况适配到本实用新型的教义，而不会脱离在此描述的本实用新型中心概念。所以，本实用新型不受限于在此披露的特定实施例，但本实用新型可能还包括属于本实用新型范围的所有实施例及其等同物。