用于旋转电机的控制电路的调节系统的制作方法

本发明涉及一种用于旋转电机的控制电路的调节系统，所述电机尤其用于机动车辆。

背景技术：

以已知的方式，旋转电机包括两个同轴部件，即转子和围绕转子主体的定子。

转子可以与驱动和/或从动转子轴构成整体，并且可以属于例如在文献ep0803962和wo02/093717中描述的交流发电机形式的旋转电机，或者例如在文献ep0831580中描述的电动机形式的旋转电机。交流发电机可以是可逆的，例如在文献wo01/67962、wo2004/040738、wo2006/129030和fr3005900中所描述的。这种类型的可逆交流发电机被称为交流发电机-起动器。它使得以下成为可能：首先在交流发电机模式下运行时将机械能转换为电能，特别是为了向消费者供电和/或为电池充电，其次在电动机模式下运行时将电能变换为机械能，特别是为了启动热机，例如机动车的热机。

在电动机模式以及交流发电机模式中，在转子包括绕组的情况下，重要的是能够控制该绕组的电源。

图1图示了用于控制供应给转子绕组208的电压的模式。根据该控制模式，使用控制电路2，其包括：

-晶体管205，其连接到电源电压u并供应晶体管电流it；

-二极管207，二极管电流id穿过二极管207。

控制电路2连接到绕组208的输入端和输出端，使得绕组具有穿过其的转子电流ir。

电流ir等于电流id和电流it的总和。

晶体管可以是mosfet类型，包括用于其控制的栅极。然后，通过在本说明书的其余部分中也称为pwm的幅度宽度调制信号，来控制导通或截止状态。

可以看出，在图1的左侧并且按照惯例，当pwm信号采用高状态时，晶体管205导通，使得电流it向转子供电，id＝0且ir＝it，而不考虑暂时状态。

可以看出，在图1的左侧，当pwm信号采用低状态时，晶体管205截止，使得电流it＝0且ir＝id，而不考虑暂时状态。当电流it＝0时，二极管207与绕组208串联。

然而，发现在pwm信号的高状态和低状态之间经过期间，在由晶体管it供应的电流中发生不连续性99。这种不连续性是有害的，因为它会生成大量的频率电磁谱，这会引起电磁干扰。这更加有害，因为在机动车辆环境中，通常为旋转电机建立电磁噪声和电磁谱标准。

在现有技术中已知提供使用电路rc用于mosfet晶体管的电流切换的控制电子器件，其通过逐渐地对晶体管的栅极充电来减慢切换。

还已知在晶体管中引入控制的切换电流，使其遵循上升或下降梯度。

然而，这些方法具有局限性，即首先电磁谱将随着温度和组分的耗散而变化，其次在梯度和标称电流之间存在不连续性，这种不连续性生成电磁谱。

因此，需要控制转子绕组的供电，其在电流的切换期间生成尽可能小的不连续性，以便限制电磁谱和电磁干扰。

技术实现要素：

本发明的目的是满足该需求，同时消除至少一个这些上述缺点。

根据本发明，提出了一种调节系统，用于具有设置有绕组的转子的旋转电机的控制电路，该控制电路包括：

-晶体管，其连接到电源电压并供应晶体管电流；

-二极管电流穿过其的二极管；

该控制电路连接到绕组的输入端和输出端，使得绕组具有穿过它的转子电流；

该调节系统包括具有输出的控制模块，以便将控制信号施加到晶体管的栅极，所述控制信号根据幅度宽度调制信号而确定。

根据一般特征，该调节系统包括：

-信号变换器，以便将幅度宽度调制信号变换为具有余弦形式部分的参考信号；

-比较器，以便建立参考信号和晶体管电流之间的差值，并从中推导出误差信号，根据误差信号确定该控制信号。

因此，在幅度宽度调制信号的上升或下降前沿期间，可能根据参考信号特别地控制由晶体管供应的电流。这种控制是有利的，因为它在闭环中特别作为比较器的结果进行。

具有余弦形式部分的参考信号意味着包括至少一个部分的信号，在该部分上，在一段时间内其幅度的发展遵循余弦或正弦函数。例如，它是具有上升的余弦部分、下降的余弦部分、和具有恒定值的两个部分的参考信号。

另外，余弦形式的信号的优点在于它允许减小电磁谱线的幅度及其数量。

例如，控制电路以“h”的形式形成桥的一部分，或者以“h”的形式形成半桥的一部分。

例如，调节系统可以在控制电路中包括用于测量晶体管电流的模块，使得比较器可以建立电流和参考信号之间的差值。

根据单独或组合采取的其他特征：

-信号变换器被配置为将幅度宽度调制信号的上升前沿变换为余弦信号的上升部分。

换句话说，具有余弦形式的部分特别对应于具有余弦形式的上升前沿，并且变换器被配置为将幅度宽度信号的上升前沿变换为余弦上升前沿。

因此，在上升前沿期间由晶体管供应的电流的不连续性由余弦信号形式的上升代替，其中余弦形式的信号允许减小电磁谱线的幅度；

-信号变换器被配置为根据在上升前沿时刻的转子电流的值来确定余弦信号的上升部分的最终值。

因此，这允许转子电流值的连续性。例如，调节系统包括用于测量二极管电流的模块或用于测量转子电流的模块；

-该信号变换器被配置为使得余弦信号的频率使其上升部分的斜率近似为250ma/μs。

也可能根据诸如电流、温度等参数来增加或减小该频率；

-信号变换器被配置为将幅度宽度调制信号的下降前沿变换为余弦信号的下降部分。

换句话说，具有余弦形式的部分特别对应于具有余弦形式的下降前沿，并且变换器被配置为将幅度宽度信号的下降前沿变换为余弦下降前沿。

因此，在下降前沿期间由晶体管供应的电流的不连续性由余弦信号形式的下降部分代替。余弦形式的信号的优点是它允许减小电磁谱线的幅度；

-信号变换器被配置为当温度升高时降低上升部分和/或下降部分的频率。

因此，这通过非常稳定的设计提供对旋转电机的控制，并且如果增加了根据电流和温度的参数化，则还改进了稳定性。

实际上，如果增加温度，则获得转子电阻的增加，即转子中电流的减小，以及因此电磁谱线的减小。另外，如果余弦信号的频率降低，则切换操作较慢，并且电磁谱的频率较不广泛(extensive)。因此，通过随着温度的升高而增加频率，可能获得例如由电磁谱辐射的发射水平，其被控制或甚至恒定；

-信号变换器被配置为使得余弦信号的上升部分具有这样的持续时间，使得在该持续时间结束时，余弦信号的斜率近似于转子的绕组电流的梯度的斜率，即电源电压除以绕组的电感。

因此，这确保了余弦信号的上升部分与幅度宽度调制信号的高状态下的对应部分之间的晶体管强度的斜率的连续性。

-信号变换器被配置为使得余弦信号的下降部分的上升部分具有短于或等于余弦信号周期的四分之一的持续时间；

-调节系统包括校正器，以便校正误差信号并将校正的信号施加到控制模块的输入端。

校正器，例如比例积分微分类型，使得可能限制控制误差；

-校正器在每个上升或下降前沿被重新初始化。

当幅度宽度调制信号采用高状态时，电流的控制并不总是可能的。这尤其导致来自校正器的输出处的高值或甚至饱和。因此，当控制再次成为可能时，这种重新初始化允许校正器的有效动作；

-信号变换器被配置为复制幅度宽度调制信号的高状态。

本发明还涉及如前所述的调节系统和控制电路，包括：

-晶体管，其连接到电源电压并供应晶体管电流；

-二极管电流穿过其的二极管；

控制电路连接到绕组的输入端和输出端，使得绕组具有穿过其的转子电流。

附图说明

通过研究实施例和实施方式的详细描述以及根据附图，本发明的其他特征和优点将变得显而易见，所述实施例和实施方式决不是限制性的，并且在附图中：

-已经描述的图1表示根据现有技术的控制模式；

-图2表示根据本发明实施例的用于调节控制电路的系统；

-图3表示根据本发明实施例的pwm信号的变换；

-图4表示根据本发明实施例的晶体管强度的发展；

-图5表示根据本发明实施例的在上升前沿时刻的强度id或ir的测量。

-图6表示根据本发明的信号变换器201的实施例；

-图7表示根据本发明的晶体管的强度与根据梯度的晶体管的强度的比较；和

-图8表示根据本发明的具有根据梯度的晶体管的强度的电磁谱与具有余弦形式的晶体管的强度的电磁谱之间的差异。

相同、相似或类似的元件从一个图到另一个图保持相同的参考。

具体实施方式

图2表示根据本发明实施例的用于调节控制电路2的系统1，如图1所示。调节系统包括：

-控制模块204，也称为驱动器，对于本领域技术人员来说是公知的，具有输出以便将控制信号com施加到晶体管205的栅极，所述控制信号com根据幅度宽度调制信号pwm而确定；

-信号变换器201，以便将幅度宽度调制信号pwm变换为具有余弦形式的部分的参考信号sref；

-比较器202，以便建立参考信号sref和晶体管电流it之间的差值，并且从其推导出误差信号err，所述控制信号com根据误差信号err而确定。

另外，调节系统被设计为在控制电路2中包括用于测量晶体管电流it的模块206，使得比较器202能建立电流it和参考信号sref之间的差。调节系统1还可以包括用于测量二极管电流id的模块和/或用于测量转子电流ir的模块。

因此，调节系统1尤其可以在比较器202的帮助下使晶体管电流it的值在闭环中受制于值sref。

根据一个实施例，调节系统可以包括校正器203，以便校正误差信号err并将校正的信号corr施加到控制模块204的输入。在这种情况下，控制信号com根据校正的误差信号corr而确定。然而，根据误差信号确定校正的信号corr，结果是，根据该实施例，还根据误差信号err确定控制信号com。

如在图2中可以看到的，转子的绕组208由具有值l的电感器209与电阻器210串联而建模。

图2还示出了调节组件100，其将调节系统1和控制电路2组合在一起。

根据本发明的实施例，图3表示pwm信号的变换。图3示出了x轴309，其表示时间，并且是双重的，y轴305的上部表示信号sref的幅度，以及下部表示pwm信号的幅度。

在所示的示例中，pwm信号包括具有高状态ht的部分和具有低状态bs的两个部分。pwm信号经由上升前沿fm从具有低状态的部分变为具有高状态的部分，并且经由下降前沿fd从具有高状态的部分变为具有低状态的部分。

如在图3中可以看到的，信号变换器201被配置为将幅度宽度调制信号pwm的上升前沿fm变换为余弦信号的上升部分307。该上升部分307在端子301和302之间延伸，端子301与上升前沿fm的到达同步。例如，可以认为上升部分307以余弦的最小值开始。

从图3中可以看出，信号变换器201被配置为将幅度宽度调制信号pwm的下降前沿fd变换为余弦信号的下降部分308。该下降部分308在端子303和304之间延伸，其中端子303与下降前沿fd的到达同步。例如，可以认为下降部分308以余弦的最大值开始。

在端子301之前和端子304之后，当pwm信号采用低状态时，信号sref则采用例如零值。因此，在这种情况下，控制电路的作用如图1的左侧部分所示。更具体地，在端子301之前和端子304之后，晶体管205用作其漏极和其源极之间的电阻器，具有值roff对应于处于截止状态的mosfet晶体管的电阻值。该值roff足够大，以便在泄漏电流为零的第一近似中考虑。

在一方面端子301和302与另一方面端子303和304之间，信号sref分别对应于余弦信号的上升部分307和余弦信号的下降部分308。因此，当调节系统1处于端子301和302与端子303和304之间的闭环中时，晶体管205用作电流源，其中电流it分别采用余弦信号的上升部分和余弦信号的下降部分的形式。

换句话说，在一方面端子301和302与另一方面端子303和304之间，控制该电流it。

在端子302和303之间，信号变换器201被配置为复制幅度宽度调制信号pwm的高状态ht。因此，在端子302和303之间，晶体管205用作其漏极和其源极之间的电阻器，其值rdson对应于mosfet晶体管的导通状态中的电阻值，使得晶体管的源极和栅极之间的电压采用最大值vgsmax。换句话说，在端子302和303之间，不再调节电流it。因此，如果适用的话，校正器203在每个上升fm或下降fd前沿被重新初始化是有用的。

例如，参考图2，晶体管205的源极连接到电压u，并且晶体管205的漏极连接到二极管207和绕组208。

根据本发明的实施例，图4表示基于时间的晶体管it的强度的发展。图4示出了表示强度it的值的y轴310和表示时间的x轴311。图4中的端子301、302、303和304对应于图3中的端子。

因此，可以看出，在端子301和302之间，电流it采用余弦信号的上升部分的形式，并且在端子303和304之间，电流it采用余弦信号的下降部分的形式。在端子301和304之外，电流it采用零值。在端子302和303之间，电流it基本上采用修正函数的形式，其正斜率基本上等于电源电压u除以绕组208的电感l。

根据本发明的实施例，图5表示在上升前沿时刻的强度id或ir的测量。

更具体地，图5示出了表示强度值的y轴313和表示时间的x轴312。图5中的端子301和302对应于图3和4中的端子。图5还示出了分别表示二极管电流和晶体管电流的曲线id和it。

从图5中可以看出，曲线id和it遵循相反的发展，因为id和it的总和等于转子电流ir，其基本上是恒定的，特别是因为绕组208的电感209，其值可能相对较高。

实际上，为了确保端子301和302之间的电流ir的恒定性，在上升前沿时刻测量电流ir的值，然后调节系统1被配置为使得余弦信号307的上升部分的最终值300采用在上升前沿fm时刻测量的电流ir的值。

另外，由于在端子301处，id＝ir，因此也可以在上升前沿时刻测量电流id的值，并且调节系统1可以被配置为使得余弦信号307的上升部分的最终值300采用在上升前沿fm时刻测量的电流id的值。

在任何情况下，端子302处的电流it的余弦信号的上升部分的最终值300等于端子301处的电流id的值，即it(302)＝id(301)，知道ir＝id+it和it(301)＝0和id(302)＝0。

特别地，在端子301和302处获得相同的电流值ir(301)＝ir(302)。

图6表示根据本发明的信号变换器201的实施例。它包括以下块：

-502是时钟发生块；

-503是信号重置生成块；

-504是模拟-数字变换块，其例如将电流it的值变换为10比特的数字数；

-505是用于检测上升或下降前沿的块；

-507是用于生成余弦信号的下降部分的块；

-508是用于生成余弦信号的上升部分的块；

-506是处理块，从该处理块发射4个信号506a、506b、506c和506d；

-506a是指示为了形成余弦信号的下降部分所要应用的增益的信号，目的地为块507；

-506b是指示为了形成余弦信号的下降部分所要应用的频率的信号，目的地为块507；

-506c是指示为了形成余弦信号的上升部分所要应用的频率的信号，目的地为块508；

-506d是指示为了形成余弦信号的上升部分所要应用的增益的信号，目的地为块508；

-509是用于生成具有恒定值的部分的块；

-511是加法块；

-512是数字模拟变换块，例如从10位的数字值开始。

块507和509接收从块505获得的已经检测到下降前沿的指示、以及块503的用于复位到零的信号。块508接收从块505获得的已经检测到上升前沿的指示、和块503的用于复位到零的信号。块505还接收块503的用于复位到零的信号。块505、506、507、508和509接收块502的时钟信号。

块501是用于生成pwm信号的块，并且根据该实施例，它不属于信号变换器201。

输入510对应于例如由模块206测量的电流it。输出513对应于参考信号sref。

图7表示根据本发明的晶体管的强度与根据梯度的晶体管的强度的比较。更具体地，图7示出了表示强度it的值的y轴404和表示时间的x轴403。图5还图示了曲线401和402，它们分别表示在上升余弦部分的情况下和在梯度的情况下的晶体管电流。可以看出，信号变换器201被配置为使得参考信号sref的余弦信号的频率使其上升部分307的斜率近似为250ma/μs。因此，电流it的斜率(如梯度的斜率)近似为250ma/μs。

然而，还可能配置信号变换器201以使参考信号sref的余弦信号的频率适应例如根据旋转电机的类型的应用。

在图7所示的情况下，该布置是在信号sref中，上升部分的持续时间使得上升部分的末端处的斜率基本上是水平的。

为此目的，信号变换器201可以例如被配置为使得余弦信号的上升部分307具有等于余弦信号的周期的四分之一的持续时间，并且上升部分307从其延伸的端子301然后对应于对于f(x)＝cos(x)类型的余弦函数的-p1/2的值。

为此目的，信号变换器201也可以配置为使得余弦信号的上升部分307具有等于余弦信号周期的一半的持续时间，其中上升部分307以余弦的最小值开始。

或者，如图4所示，信号变换器201也可以配置为使得余弦信号307的上升部分具有这样的持续时间，使得在该持续时间结束时，余弦信号的斜率近似为电流ir的斜率，即电源电压u除以绕组208的电感l。可以在图3中看出，余弦信号307的上升部分的持续时间在端子301和302之间延伸。

图8表示具有根据图7中所示的梯度的晶体管的强度的电磁谱、与具有图7中所示的余弦形式的晶体管的强度的电磁谱之间的差异。更具体地，图8示出了以dbm为单位表示线的高度的y轴601、和表示频率的x轴603。图8还示出了曲线602。曲线602对应于两个电磁谱之间的差异，即在信号遵循上升余弦部分的情况下晶体管it强度的电磁谱，从中减去在信号遵循梯度的情况下晶体管it的强度的电磁谱。

可以看出，谱之间的这种差异主要是负的，这导致在信号遵循梯度的情况下晶体管it的强度的电磁谱大于在信号遵循上升余弦部分的情况下晶体管it的强度的电磁谱。