基于多谐振荡器的NPNBJT型电源控制器的制作方法

本发明涉及一种电源控制器。在多谐振荡器的基础上引入受控电流源，该电源控制器在较宽的工作电压范围内均可正常工作，不但具有调节工作频率和占空比的双重能力，而且还具有驱动功率半导体器件的能力，与电源中高压侧(high-side)和低压测(low-side)mos管、igbt管、bjt管等均能匹配，特别适合较高输入电压的应用场合。该电源控制器可应用于应急电源、新能源发电、蓄电池充放电、led驱动等领域。

背景技术：

出于对大众化市场需求及规格化的考虑，现有大部分市售的电源控制器的工作电压范围基本处于数伏至几十伏的区间内。当电源的输入电压范围与电源控制器的工作电压范围不一致时，大多会采用独立的辅助电源或非独立的辅助电源支路来为电源控制器供电，保证其能正常工作。但是，独立的辅助电源和非独立的辅助电源支路都需要占据一定的空间，同时也会增加损耗和降低可靠性，会对整个电源的小型化和高效率化产生不良的影响。

面向高输入电压的精细化需求，电源需要一种宽工作电压范围的电源控制器，其工作电压范围可覆盖电源的输入电压范围，可不再需要独立的辅助电源和非独立的辅助电源支路为其供电。如图1所示，npnbjt型多谐振荡器具有相当宽的工作电压范围。对其进行改造，使之成为宽工作电压范围的电源控制器将是可行的。

技术实现要素：

为克服现有大部分市售电源控制器工作电压范围的局限性，本发明提供一种基于多谐振荡器的npnbjt型电源控制器，它具有相当宽的工作电压范围，采纳其作为控制器的电源在小型化和高效率方面具有优势。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种基于多谐振荡器的npnbjt型电源控制器，包括端口vcc、端口vin、端口vss和端口out，还包括npn型bjt管q1、npn型bjt管q2、电容c1、电容c2、电阻r1、电阻r2、电阻r3、电阻r4、电阻r5、二极管d1、二极管d2、受控电流源1、受控电流源2和输出单元，所述输出单元包括端口a和端口b，电阻r1的一端同时与电阻r2的一端、电阻r3的一端以及端口vcc相连，电阻r1的另一端同时与npn型bjt管q1的集电极、电容c1的一端以及输出单元的端口a相连，npn型bjt管q1的基极同时与二极管d1的阴极以及电阻r4的一端相连，电阻r3的另一端同时与npn型bjt管q2的集电极以及电容c2的一端相连，npn型bjt管q2的基极同时与电阻r5的一端以及二极管d2的阴极相连，电阻r2的另一端同时与受控电流源1的第一端口、电容c1的另一端口以及电阻r5的另一端口相连，受控电流源2的第一端口与端口vin相连，受控电流源2的第二端口同时与电阻r4的另一端以及电容c2的另一端相连，npn型bjt管q1的发射极同时与受控电流源1的第二端口、二极管d1的阴极、二极管d2的阴极、npn型bjt管q2的发射极以及端口vss相连，输出单元的端口b与端口out相连；

流入受控电流源1第一端口的电流is1影响npn型bjt管q1导通时电容c1的充电速度以及npn型bjt管q2导通时电容c1的放电速度，is1>0且is1越大则q1的导通时间越长、q2的导通时间越短，进而影响端口a的控制信号；

流出受控电流源2第二端口的电流is2影响npn型bjt管q2导通时电容c2的充电速度以及q1导通时c2的放电速度，is2>0且is2越大则q2导通时间越短、q1导通时间越长，进而影响端口a的控制信号；

所述输出单元将端口a的控制信号转化为端口b的驱动信号，使所述电源控制器具有驱动功率半导体器件的能力；

所述电源控制器控制电源中功率半导体器件的开关状态，所述电源为所述电源控制器提供必要的电能，所述电源控制器的端口vcc为主供电口正端，所述电源控制器的端口vss为主供电口负端，所述电源控制器的端口out与所述电源中功率半导体器件的控制端口相连，所述电源控制器的端口vin为受控电流源2的供电端。

所述电源控制器可与电源中的高压侧功率半导体器件相连，也可以与电源中的低压侧功率半导体器件相连。

进一步，由所述电源控制器组成的电源包括功率主电路和以所述电源控制器为核心的控制电路，所述功率主电路是任何包含高压侧功率半导体器件或低压侧功率半导体器件的电力电子电路(如：buck电路、buck-boost电路、boost电路等以及它们的衍生电路)。

再进一步，作为受控电流源1的一种优选方案，所述受控电流源1还包含端口control1至端口controln、npn型bjt管qsa1至npn型bjt管qsan、稳压管zsa0、电阻rsa0和npn型bjt管qsa0，n为正整数，稳压管zsa0的阴极与所述电源控制器的端口vin相连，稳压管zsa0的阳极与电阻rsa0的一端相连，电阻rsa0的另一端与npn型bjt管qsa0的基极相连，所述受控电流源1的端口controlj与npn型bjt管qsaj的基极相连，j的取值范围为1至n，npn型bjt管qsa0的集电极以及npn型bjt管qsa1的集电极至npn型bjt管qsan的集电极均与所述受控电流源1的第一端口相连，npn型bjt管qsa0的发射极以及npn型bjt管qsa1的发射极至npn型bjt管qsan的发射极均与所述受控电流源1的第二端口相连，端口control1至端口controln与所述电源中的检测信号相连，检测信号包括电感电流的检测信号、电容电流的检测信号、负载电流的检测信号、电感电压的检测信号、电容电压的检测信号、负载电压的检测信号、输入电压的检测信号至少一种；或者，所述端口control1至端口controln与由可编程器件控制的数模转换器相连，可编程器件是单片机、dsp或fpga。该受控电流源1具有供电端电压自适应的特点，即电流is1与端口vin的电压有关。

作为受控电流源2的一种优选方案，所述受控电流源2包括稳压管zsb1和电阻rsb1，稳压管zsb1的阴极与所述受控电流源2的第一端口相连，稳压管zsb1的阳极与电阻rsb1的一端相连，电阻rsb1的另一端与所述受控电流源2的第二端口相连。该受控电流源2也具有供电端电压自适应的特点，即电流is2与端口vin的电压有关。

更进一步，作为输出单元的一种优选方案，所述输出单元还包括端口vdd，还包括npn型bjt管qa1、pnp型bjt管qa2、电阻ra1、二极管da1、可变电阻、电容ca1和pnp型bjt管qa3，npn型bjt管qa1的集电极与端口vdd相连，npn型bjt管qa1的基极同时与电阻ra1的一端以及pnp型bjt管qa2的基极相连，电阻ra1的另一端同时与所述输出单元的端口a以及二极管da1的阴极相连，npn型bjt管qa1的发射极同时与二极管da1的阳极、pnp型bjt管qa2的发射极、pnp型bjt管qa3的基极、电容ca1的一端以及可变电阻的第一端口相连，可变电阻的第二端口同时与所述输出单元的端口b、电容ca1的另一端以及pnp型bjt管qa3的发射极相连，pnp型bjt管qa3的集电极同时与pnp型bjt管qa2的集电极以及所述电源控制器的端口vss相连，所述电源为所述输出单元提供必要的电能，所述端口vdd为输出单元的供电端，所述可变电阻的阻值与其第一端口至第二端口的压降相关。

其中，作为可变电阻的一种优选方案，所述可变电阻包括npn型bjt管qa4、npn型bjt管qa5、电阻ra2和电阻ra3，电阻ra2的一端与所述可变电阻的第一端口相连，电阻ra2的另一端同时与npn型bjt管qa4的基极以及npn型bjt管qa5的集电极相连，npn型bjt管qa4的集电极与所述输出单元的端口vdd相连，npn型bjt管qa4的发射极同时与npn型bjt管qa5的基极以及电阻ra3的一端相连，npn型bjt管qa5的发射极同时与电阻ra3的另一端以及所述可变电阻的第二端口相连。所述可变电阻的阻值随其第一端口至第二端口的压降增大而增大，该特征对减小宽工作电压范围下的功率半导体器件驱动损耗有利。

所述输出单元与电源中低压侧n沟道mos管或n沟道igbt管匹配。电源中，除控制端口外，低压侧功率半导体器件有一端口始终处于低电平，该端口被可变称为低压侧端口，其余端口被称为非低压侧端口。传统的boost电路就含有低压侧功率半导体器件。低压侧n沟道mos管的低压侧端口为源极、非低压侧端口为漏极、控制端口为栅极。低压侧n沟道igbt管的低压侧端口为发射极、非低压侧端口为集电极、控制端口为栅极。电阻ra1和二极管da1的共同作用是改善输出单元与前级之间的阻抗匹配度。电容ca1和pnp型bjt管qa3的共同作用是加速低压侧n沟道mos管或n沟道igbt管的开关速度。

作为输出单元的另一种优选方案，所述输出单元还包括端口vdd，还包括npn型bjt管qb1、pnp型bjt管qb2、电阻rb1、电容cb1、电阻rb2、二极管db1、npn型bjt管qb3、电阻rb3、电容cb2和电阻rb4，npn型bjt管qb1的集电极与端口vdd相连，npn型bjt管qb1的基极同时与pnp型bjt管qb2的基极以及所述输出单元的端口a相连，电容cb1和电阻rb2串联，npn型bjt管qb1的发射极同时与pnp型bjt管qb2的发射极、电阻rb1的一端以及电容cb1和电阻rb2串联支路的一端相连，电阻rb1的另一端同时与电容cb1和电阻rb2串联支路的另一端、二极管db1的阴极以及npn型bjt管qb3的基极相连，电容cb2和电阻rb4串联，npn型bjt管qb3的集电极同时与电阻rb3的一端以及电容cb2和电阻rb4串联支路的一端相连，电阻rb3的另一端同时与电容cb2和电阻rb4串联支路的另一端以及所述输出单元的端口b相连，npn型bjt管qb3的发射极同时与二极管db1的阳极、pnp型bjt管qb2的集电极以及端口vss相连，所述电源为所述输出单元提供必要的电能，所述端口vdd为输出单元的供电端。

所述输出单元与电源中高压侧pnp型bjt管匹配。电源中，除控制端口外，高压侧功率半导体器件有一端口始终处于高电平，该端口被称为高压侧端口，其余端口被称为非高压侧端口。传统的buck电路就含有高压侧功率半导体器件。高压侧pnp型bjt管的高压侧端口为发射极、非高压侧端口为集电极、控制端口为基极。电容cb1、电阻rb2和二极管db1的共同作用是加速qb3的开关速度，电容cb2和电阻rb4的共同作用是加速高压侧pnp型bjt管的开关速度。

本发明的技术构思为：在npnbjt型多谐振荡器的基础上引入受控电流源，构造出宽工作电压范围的电源控制器，受控电流源的电流大小将直接影响电源中功率半导体器件的开关工作周期和占空比。同时，所构造的电源控制器适合任何包含低压侧功率半导体器件或高压侧功率半导体器件的电力电子电路。

本发明的有益效果主要表现在：所构造的电源控制器可自激运行、结构简单、利于集成，可靠性高、其工作电压范围可宽达数伏至百伏及以上。当其工作电压范围能覆盖电源的输入电压范围时，可取消使用独立的辅助电源或非独立的辅助电源支路，使所组成的电源具有小型化和高效率的优势。

附图说明

图1是典型的npnbjt型多谐振荡器电路图。

图2是本发明采用一种输出单元方案的电路图。

图3是本发明采用另一种输出单元方案的电路图。

图4是本发明采用一种受控电流源1方案的局部电路图(省略输出单元)。

图5是本发明采用一种受控电流源2方案的局部电路图(省略输出单元)。

图6是本发明实施例1采用的电路图。

图7是本发明实施例1在控制开环情况下最低输入电压和最高输入电压时控制信号va的对比图(启动阶段)。

图8是本发明实施例1在控制闭环情况下最低输入电压和最高输入电压时控制信号va的对比图(稳态阶段)。

图9是本发明实施例1在最低输入电压时的仿真波形图。

图10是本发明实施例1在最高输入电压时的仿真波形图。

图11是本发明实施例2采用的电路图。

图12是本发明实施例2在最低输入电压时的仿真波形图。

图13是本发明实施例2在最低输入电压时的仿真波形图(局部细节)。

图14是本发明实施例2在最高输入电压时的仿真波形图。

图15是本发明实施例2在最高输入电压时的仿真波形图(局部细节)。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。

实施例1

参考图2、图4和图5，一种基于多谐振荡器的npnbjt型电源控制器，包括端口vcc、端口vin、端口vss和端口out，还包括npn型bjt管q1、npn型bjt管q2、电容c1、电容c2、电阻r1、电阻r2、电阻r3、电阻r4、电阻r5、二极管d1、二极管d2、受控电流源1、受控电流源2和输出单元，输出单元包括端口a和端口b，电阻r1的一端同时与电阻r2的一端、电阻r3的一端以及端口vcc相连，电阻r1的另一端同时与npn型bjt管q1的集电极、电容c1的一端以及输出单元的端口a相连，npn型bjt管q1的基极同时与二极管d1的阴极以及电阻r4的一端相连，电阻r3的另一端同时与npn型bjt管q2的集电极以及电容c2的一端相连，npn型bjt管q2的基极同时与电阻r5的一端以及二极管d2的阴极相连，电阻r2的另一端同时与受控电流源1的第一端口、电容c1的另一端口以及电阻r5的另一端口相连，受控电流源2的第一端口与端口vin相连，受控电流源2的第二端口同时与电阻r4的另一端以及电容c2的另一端相连，npn型bjt管q1的发射极同时与受控电流源1的第二端口、二极管d1的阴极、二极管d2的阴极、npn型bjt管q2的发射极以及端口vss相连，输出单元的端口b与端口out相连。

所述电源控制器控制电源中功率半导体器件的开关状态，所述电源为所述电源控制器提供必要的电能，所述电源控制器的端口vcc为主供电口正端，所述电源控制器的端口vss为主供电口负端，所述电源控制器的端口out与所述电源中功率半导体器件的控制端口相连，所述电源控制器的端口vin为受控电流源2的供电端。

所述受控电流源1还包含端口control1至端口controln、npn型bjt管qsa1至npn型bjt管qsan、稳压管zsa0、电阻rsa0和npn型bjt管qsa0，n为正整数，稳压管zsa0的阴极与所述电源控制器的端口vin相连，稳压管zsa0的阳极与电阻rsa0的一端相连，电阻rsa0的另一端与npn型bjt管qsa0的基极相连，所述受控电流源1的端口controlj与npn型bjt管qsaj的基极相连，j的取值范围为1至n，npn型bjt管qsa0的集电极以及npn型bjt管qsa1的集电极至及npn型bjt管qsan的集电极均与所述受控电流源1的第一端口相连，npn型bjt管qsa0的发射极以及npn型bjt管qsa1的发射极至npn型bjt管qsan的发射极均与所述受控电流源1的第二端口相连，端口control1至端口controln与所述电源中的检测信号相连，检测信号包括电感电流的检测信号、电容电流的检测信号、负载电流的检测信号、电感电压的检测信号、电容电压的检测信号、负载电压的检测信号、输入电压的检测信号至少一种。该受控电流源1具有供电端电压自适应的特点。即，当zsa0反向导通时，端口vin的电压越高，则流入受控电流源1第一端口的电流is1就越大。

所述受控电流源2包括稳压管zsb1和电阻rsb1，稳压管zsb1的阴极与所述受控电流源2的第一端口相连，稳压管zsb1的阳极与电阻rsb1的一端相连，电阻rsb1的另一端与所述受控电流源2的第二端口相连。该受控电流源2具有供电端电压自适应的特点。即，当zsb1反向导通时，端口vin的电压越高，则流出受控电流源2第二端口的电流is2就越大。

所述输出单元将端口a的控制信号转化为端口b的驱动信号，使所述电源控制器具有驱动功率半导体器件的能力。所述输出单元还包括端口vdd，还包括npn型bjt管qa1、pnp型bjt管qa2、电阻ra1、二极管da1、可变电阻、电容ca1和pnp型bjt管qa3，npn型bjt管qa1的集电极与端口vdd相连，npn型bjt管qa1的基极同时与电阻ra1的一端以及pnp型bjt管qa2的基极相连，电阻ra1的另一端同时与所述输出单元的端口a以及二极管da1的阴极相连，npn型bjt管qa1的发射极同时与二极管da1的阳极、pnp型bjt管qa2的发射极、pnp型bjt管qa3的基极、电容ca1的一端以及可变电阻的第一端口相连，可变电阻的第二端口同时与所述输出单元的端口b、电容ca1的另一端以及pnp型bjt管qa3的发射极相连，pnp型bjt管qa3的集电极同时与pnp型bjt管qa2的集电极以及所述电源控制器的端口vss相连，所述电源为所述输出单元提供必要的电能，所述端口vdd为输出单元的供电端。

其中，所述可变电阻包括npn型bjt管qa4、npn型bjt管qa5、电阻ra2和电阻ra3，电阻ra2的一端与所述可变电阻的第一端口相连，电阻ra2的另一端与npn型bjt管qa4的基极以及npn型bjt管qa5的集电极相连，npn型bjt管qa4的集电极与所述输出单元的端口vdd相连，npn型bjt管qa4的发射极同时与npn型bjt管qa5的基极以及电阻ra3的一端相连，npn型bjt管qa5的发射极同时与电阻ra3的另一端以及所述可变电阻的第二端口相连。所述可变电阻的阻值随其第一端口至第二端口的压降增大而增大，该特征对减小宽工作电压范围下的功率半导体器件驱动损耗有利。

所述输出单元与电源中低压侧n沟道mos管或n沟道igbt管匹配。低压侧n沟道mos管的低压侧端口为源极、非低压侧端口为漏极、控制端口为栅极。低压侧n沟道igbt管的低压侧端口为发射极、非低压侧端口为集电极、控制端口为栅极。电阻ra1和二极管da1的共同作用是改善输出单元与前级之间的阻抗匹配度。电容ca1和pnp型bjt管qa3的共同作用是加速低压侧n沟道mos管或n沟道igbt管的开关速度。

与图1所示的多谐振荡器对比可知，所述电源控制器的主体继承了多谐振荡器的大部分结构。但是，为了适应宽工作电压及高输入电压应用的需求，所述电源控制器在多谐振荡器的基础上增添了d1和d2，其作用是抑制振荡过程中q1和q2基极-发射极出现的负电压，可防止q1和q2的基极-发射极被反向击穿，同时也能提高振荡的工作频率；增添了r4和r5，其作用是限制振荡过程中q1和q2的基极电流，可防止q1和q2的基极过热。

除了结构相近，所述电源控制器的自激振荡工作机理也与多谐振荡器相近。在受控电流源2起作用(即is2>0)的工作电压范围内，q1和q2交错开通和关断，且振荡的工作频率与端口vcc的电压相关。

为了提供宽占空比范围，所述电源控制器取c1<<c2。而且，受控电流源1和受控电流源2均可影响端口a处控制信号的占空比大小。流入受控电流源1第一端口的电流is1影响npn型bjt管q1导通时电容c1的充电速度以及npn型bjt管q2导通时电容c1的放电速度，is1>0且is1越大则q1的导通时间越长、q2的导通时间越短，会导致端口a处的控制信号占空比越小。流出受控电流源2第二端口的电流is2影响npn型bjt管q2导通时电容c2的充电速度以及q1导通时c2的放电速度，is2>0且is2越大则q2导通时间越短、q1导通时间越长，也会导致端口a处的控制信号占空比越小。合理利用受控电流源1和受控电流源2，可形成有效的前馈或反馈控制环路。

进一步，参考图6，由所述电源控制器组成的电源包括功率主电路和以所述电源控制器为核心的控制电路。所述功率主电路包括电感lk1、n沟道mos管mk1、二极管dk1、二极管dk2、电容ck1、电阻rk1和电容ck2，电感lk1的一端与直流电源的正端相连，电感lk1的另一端同时与二极管dk1的阳极以及二极管dk2的阳极相连，二极管dk2的阴极同时与电容ck1的一端、电容ck2的一端以及负载的一端相连，二极管dk1的阴极与n沟道mos管mk1的漏极相连，n沟道mos管mk1的源极同时与电容ck1的另一端以及电阻rk1的一端相连，电阻rk1的另一端同时与直流电源的负端、电容ck2的另一端以及负载的另一端相连。所述功率主电路为一升压型的电力电子电路。其中，mk1为低压侧半导体功率器件。所述功率主电路在连续导通模式(或电流连续模式)下的稳态工作原理如下：(1)mk1导通时，dk2截止，直流电源、lk1、dk1、mk1、rk1形成一个回路，直流电源、lk1、dk1、mk1、ck1、ck2、负载形成另一个回路；(2)mk1截止时，dk2导通，直流电源、lk1、dk2、ck1、rk1形成一个回路，直流电源、lk1、dk2、ck2、负载形成另一个回路。

所述控制电路包括所述电源控制器、稳压管zk1、稳压管zk2、电阻rk2、电阻rk3、电阻rk4和电容ck3，取n＝2，所述电源控制器的端口vin同时与直流电源的正端、电阻rk4的一端以及端口vdd相连，所述电源控制器的端口vcc与电阻rk4的另一端相连，所述电源控制器的端口out同时与n沟道mos管mk1的栅极以及稳压管zk1的阴极相连，稳压管zk1的阳极与稳压管zk2的阳极相连，稳压管zk2的阴极同时与所述电源控制器的端口control1以及电阻rk1的一端相连，电阻rk2的一端同时与负载的一端以及电容ck3的一端相连，电阻rk2的另一端同时与电容ck3的另一端、电阻rk3的一端以及所述电源控制器的端口control2相连，所述电源控制器的端口vss与直流电源的负端相连。电阻rk4的作用是降低所述电源控制器端口vcc的电压，有利于减小所述电源控制器的损耗。稳压管zk1和zk2的作用是防止mk1的栅极-源极电压过高。所述控制电路对所述功率主电路实施双重控制：电阻rk1的电流irk1限流控制和负载电压vo稳压控制。

针对某一较宽且较高的输入电压应用场合，即直流电源电压vi＝134–177v，mk1可采用irf840，q1、q2、qsa0、qsa1、qsa2、qa1、qa4和qa5可采用mpsa44，qa2和qa3可采用mpsa94，zsa0和zsb1可采用d05az91。选取电阻型负载，对本发明实施例1进行仿真。

图7是本发明实施例1在控制开环情况下最低输入电压和最高输入电压时控制信号va的对比图(启动阶段)。图8是本发明实施例1在控制闭环情况下最低输入电压和最高输入电压时控制信号va的对比图(稳态阶段)。由图7可知，控制开环情况下(即端口control1和control2与功率主电路断开连接后改与端口vss短接)，最低输入电压vi_min(＝134v)和最高输入电压vi_max(＝177v)时所述电源控制器均可自激工作，但端口a处的控制信号电压va存在差异，不但振荡的工作频率不同，而且占空比也不同。这说明所述电源控制器具有供电端电压或直流电源电压自适应的特点。对比图7和图8可知，控制闭环情况下(即端口control1和control2与功率主电路连接)，端口control1和control2经过受控电流源1的作用令va的振荡工作频率降低，同时占空比也减小。图9是本发明实施例1在最低输入电压时的仿真波形图。图10是本发明实施例1在最高输入电压时的仿真波形图。由图9和图10可知，所述电源控制器采用电流电压双重控制策略，令所述电源在宽直流输入电压范围内可实现负载电压vo恒定，且vo>vi。

实施例2

参考图3、图4和图5，一种基于多谐振荡器的npnbjt型电源控制器，包括输出单元、端口vss和端口vdd，所述输出单元具有端口a和端口b，所述输出单元还包括npn型bjt管qb1、pnp型bjt管qb2、电阻rb1、电容cb1、电阻rb2、二极管db1、npn型bjt管qb3、电阻rb3、电容cb2和电阻rb4，npn型bjt管qb1的集电极与端口vdd相连，npn型bjt管qb1的基极同时与pnp型bjt管qb2的基极以及所述输出单元的端口a相连，电容cb1和电阻rb2串联，npn型bjt管qb1的发射极同时与pnp型bjt管qb2的发射极、电阻rb1的一端以及电容cb1和电阻rb2串联支路的一端相连，电阻rb1的另一端同时与电容cb1和电阻rb2串联支路的另一端、二极管db1的阴极以及npn型bjt管qb3的基极相连，电容cb2和电阻rb4串联，npn型bjt管qb3的集电极同时与电阻rb3的一端以及电容cb2和电阻rb4串联支路的一端相连，电阻rb3的另一端同时与电容cb2和电阻rb4串联支路的另一端以及所述输出单元的端口b相连，npn型bjt管qb3的发射极同时与二极管db1的阳极、pnp型bjt管qb2的集电极以及端口vss相连。

所述输出单元与电源中高压侧pnp型bjt管匹配。高压侧pnp型bjt管的高压侧端口为发射极、非高压侧端口为集电极、控制端口为基极。电容cb1、电阻rb2和二极管db1的共同作用是加速qb3的开关速度，电容cb2和电阻rb4的共同作用是加速高压侧pnp型bjt管的开关速度。

实施例2中电源控制器的其余部分与实施例1中的相同，两者的工作机理也相似。

进一步，参考图11，由所述电源控制器组成的电源包括功率主电路和以所述电源控制器为核心的控制电路。所述功率主电路包括二极管dm1、二极管dm2、二极管dm3、二极管dm4、电感lm1、电容cm1、二极管dm5、二极管dm6、pnp型bjt管qm1、pnp型bjt管qm2、电感lm2、电容cm2、电阻rm3和电阻rm4，二极管dm1的阳极同时与二极管dm3的阴极以及单相交流电源的一端相连，二极管dm1的阴极同时与二极管dm2的阴极以及电感lm1的一端相连，电感lm1的另一端同时与电容cm1的一端以及pnp型bjt管qm1的发射极相连，pnp型bjt管qm1的基极与pnp型bjt管qm2的发射极相连，电容cm1的另一端同时与二极管dm6的阳极以及二极管dm5的阴极相连，二极管dm6的阴极同时与pnp型bjt管qm1的集电极、pnp型bjt管qm2的集电极以及电感lm2的一端相连，电感lm2的另一端同时与电容cm2的一端以及负载的一端相连，负载的另一端与电阻rm4的一端相连，电阻rm4的另一端同时与电容cm2的另一端以及电阻rm3的一端相连，电阻rm3的另一端同时与二极管dm5的阳极、二极管dm4的阳极以及二极管dm3的阳极相连，二极管dm4的阴极同时与二极管dm2的阳极以及单相交流电源的另一端相连。所述功率主电路的主体为一降压型的电力电子电路。其中，qm1和qm2为高压侧半导体功率器件。假设单相交流电源电压vac>0，且所述功率主电路的主体工作于连续导通模式(或电流连续模式)，其稳态工作原理如下：(1)qm1和qm2导通时，dm6截止，单相交流电源、dm1、lm1、qm1、qm2、lm2、cm2、负载、rm4、rm3、dm4构成一个回路，cm1、qm1、qm2、lm2、cm2、负载、rm4、rm3、dm5构成一个回路；(2)qm1和qm2截止时，dm6导通，单相交流电源、dm1、lm1、cm1、dm6、lm2、cm2、负载、rm4、rm3、dm4构成一个回路，dm5、dm6、lm2、cm2、负载、rm4、rm3构成另一回路。

所述控制电路包括所述电源控制器、二极管dm9、二极管dm10、稳压管zm1、电阻rm5、电阻rm1、二极管dm7、电阻rm2和二极管dm8，取n＝1，所述电源控制器的端口vin同时与二极管dm9的阳极以及二极管dm1的阴极相连，二极管dm9的阴极与稳压管zm1的阴极相连，稳压管zm1的阳极与电阻rm5的一端相连，电阻rm5的另一端同时与所述电源控制器的端口vcc、所述电源控制器的端口vdd以及二极管dm10的阴极相连，二极管dm10的阳极与负载的一端相连，所述电源控制器的端口control1与负载的另一端相连，电阻rm1的一端同时与pnp型bjt管qm1的发射极、二极管dm7的阴极、电阻rm2的一端以及二极管dm8的阴极相连，电阻rm1的另一端同时与pnp型bjt管qm1的基极以及二极管dm7的阳极相连，电阻rm2的另一端同时与pnp型bjt管qm2的基极、二极管dm8的阳极以及所述电源控制器的端口out相连，所述电源控制器的端口vss与二极管dm3的阳极相连。二极管dm9、二极管dm10、稳压管zm1和电阻rm5共同构成供电支路，为所述电源控制器提供电能，同时减小所述电源控制器的损耗。电阻rm1、二极管dm7、电阻rm2和二极管dm8的共同作用是加速qm1和qm2的关断速度。所述控制电路对所述功率主电路实施电感电流叠加负载电流的峰值控制。

针对某一较宽且较高的输入电压应用场合，即单相交流电源有效值电压vac＝95–125v，q1、q2、qsa0、qsa1、qb1和qb3可采用mpsa44，qb2、qm1和qm2可采用mpsa94。选取电阻+电压型负载(如：含内阻的led和含内阻的蓄电池)，对本发明实施例2进行仿真。图12是本发明实施例2在最低输入电压时的仿真波形图。图13是本发明实施例2在最低输入电压时的仿真波形图(局部细节)。图14是本发明实施例2在最高输入电压时的仿真波形图。图15是本发明实施例2在最高输入电压时的仿真波形图(局部细节)。由图12至图15可知，所述电源控制器采用电流叠加单重控制策略，令所述电源在宽交流输入电压范围内可实现负载电压vo恒定，且输入电流iac呈现凹陷的特点。

本说明书实施例所述的内容仅仅是对发明构思的实现形式的列举，本发明的保护范围的不应当被视为仅限于实施例所陈述的具体形式，本发明的保护范围也及于本领域技术人员根据本发明构思所能够想到的等同技术手段。