一种改进型开关耦合电感准Z源逆变器的制作方法

技术领域:

本发明属于dc-ac变换设备技术领域，涉及一种改进型开关耦合电感准z源逆变器(msclqzsi)。

背景技术：
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21世纪以来，随着能源危机及环境污染问题越来越严峻，可再生清洁能源的快速发展成为世界各国能源发展的重点。太阳能、风能、水能、核能等可再生清洁能源得到广泛应用，以太阳能为基础的光伏系统因其无污染、无噪音、开发资源丰富等优势受到世界各国的普遍关注，被定为未来最有发展前景的新能源技术，现今已被广泛应用工业生产、国民经济的各个领域。其中电压源逆变器作为应用最为成熟的一种变流器，在不间断电源、交流电机调速、新能源发电等领域中均得到广泛应用。作为功率调节系统(pcs)，逆变器在太阳能发电系统中扮演着至关重要的角色。传统单级式光伏发电系统使用dc/ac逆变器直接将光伏电池所输出的能量传递至电网。该方式虽能取得较高转换效率，但同时存在很大缺陷:一是需要较高的输入电压，必须将多个光伏模块串联，这将极大增加系统成本及故障率并导致在非理想条件下功率损失严重；二是实际工作时，为跟踪光伏电池最大功率点电压，需要使逆变器直流母线电压在较大范围内波动，这导致逆变器设计时额外增加其功率容量。可在单级发电系统的基础上，利用级联dc-dc电路的两级控制结构来解决上述问题。光伏模块与逆变器之间加入一个具有最大功率点跟踪功能的dc/dc电路，可通过该dc电路升压从而减少光伏模块的串联个数并得到恒定的直流链电压，实现逆变器并网工作时的独立控制及光伏电池最大功率点跟踪，但同时也存在一些缺点：一是加入dc-dc变换器导致整个系统效率下降；二是增加系统中硬件电路数量，降低系统工作的可靠性，增加其维护费用。为了解决增益和效率低的问题，f.z.peng教授在2002年提出了一种新型单级升降压逆变器——z-源逆变器(z-sourceinverter(zsi))，z型源逆变器(zsi)可以升压和降低单级逆变器的电压，在光伏发电并网系统中使用时具有某些优势。单芯片光伏模块容量的发展促进了微逆变器并网系统的快速发展，高压增益zsi非常适合此类应用场景，然而实验研究发现，传统的zsi也存在一些不足：一是受限于自身拓扑结构，其电压增益较低；二是其输入侧电流呈断续状态；三是储能电容两端所承受的电压较大；四是存在启动冲击电流、共模噪声的问题等等。为了解决这些问题，广大学者对传统zsi进行了一系列的改进，其中最为经典的改进电路就是准z-源逆变器(qzsi)电路，准z源逆变器(qzsi)用于光伏发电并网系统，可以实现光伏模块的最大功率点跟踪(mppt)，并方便逆变器的电网连接。qzsi的连续输入电流有助于光伏模块的mppt，而直流母线的“低”电压过冲则有助于开关的类型选择和改善逆变器的电磁环境(emi)，但是qzsi的较低的直流链路升压能力要求大量的光伏模块串联连接以达到并网电压水平，这导致光伏模块系统的高成本和故障率，在qzsi框架中，嵌入特定的升压单元会导致新的高压增益qzsi，这样的逆变器可以实现通过调整耦合电感的匝数比n和直通占空比d可以达到所需的并网电压电平，它可以保持连续的输入电流和较低的直流母线电压过冲，并增加逆变器的升压能力，但升压单元中组件的电流应力较高，增加了组件选择的难度和成本。因此，强调在qzsi中嵌入改进的boost单元。hafizfurqanahmed,honnyongcha等人提出了sclqzsi，其中自举电容器和对称的并联结构用于在较小的直通占空比d下提高升压能力，对称的并联结构可降低组件的电流应力，此外，在耦合电感器中增加的第三绕组n23提高了逆变器的升压能力，然而，在非直通状态下绕组中的铜损降低了效率。saeedsharifiandmohammadmonfared提出的mssclqzsi通过使用自举电容器和开关耦合电感单元在小d处实现了高电压增益，然而，在直通和非直通状态期间，开关耦合电感器的第三绕组n23具有较高的电流应力，高电流应力导致耦合电感的高铜损，进而降低逆变器效率。因此，寻求一种结构简单、转换效率较高、低电流应力的绕组、适应于高升压场合的逆变电路已经成为光伏发电系统中挑战性工作课题。

技术实现要素：
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本发明的目的在于克服现有技术存在的缺点，设计提供一种改进型开关耦合电感准z源逆变器(msclqzsi)，提供连续的输入电流和低直流母线电压尖峰。

为了实现上述目的，本发明所述改进型开关耦合电感准z源逆变器的主体结构包括直流电源、第一电感、第一电容、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第二电容、第三电容、第一绕组、第二绕组、第三绕组、第四绕组和六个功率开关管，其中第二二极管、第三二极管、第三电容、第一绕组、第二绕组、第三绕组和第四绕组组成升压单元；第一电感的两端分别与直流电源的正极、第一二极管的阳极和第二电容的阴极相连，第一二极管的阴极分别与第一电容的阳极、第一绕组的同名端和第三二极管的阳极相连，第三二极管的阴极与第四绕组的异名端相连，第一绕组的异名端分别与第三绕组的异名端和第三电容的阴极相连，第三绕组的同名端与第二二极管的阳极相连，第三电容的阳极分别与第二绕组的同名端和第四绕组的同名端相连，第二二极管的阴极分别与第二电容的阳极和第二绕组的异名端相连，上桥壁功率开关管的漏极分别与第二电容的阳极、第二二极管的阴极和第二绕组异名端相连，下桥臂功率开关管的源极分别与直流电源的负极和第一电容的阴极相连；第一绕组、第二绕组、第三绕组和第四绕组两两耦合，其对应的匝数比为n23/n21＝n24/n22＝n，0<n<1，且均为同向耦合。

本发明通过控制功率开关管的导通或截止进行电路工作状态的切换，从而控制直流电源是否向耦合电感提供电路工作需要的能量，通过改变占空比的大小以及耦合电感的绕组匝数比，实现输入输出电压增益的变化，从而实现输出电压对所述直流电源的升降压控制。

本发明与现有技术相比，在实际工作中，由于开关管的导通和截止，实现了耦合电感单元不断进行充、放电的过程，从而达到高升压增益的目的；而且四个耦合电感同名端之间独特的连接方式能够有效的降低绕组的电流应力，减少损耗，并且可以减少变换器电路出现的谐振问题，输出效率高。

附图说明：

图1为本发明的主体结构电路原理示意图。

图2为本发明所述功率开关管s1-s6(图中标示为seq)导通时电路的工作状态示意图。

图3为本发明所述功率开关管s1-s6关断时电路的工作状态示意图。

图4为本发明实施例所述三个逆变器的升压因子b与直通占空比d关系图。

图5为本发明实施例所述三个逆变器的绕组电流与电压增益g关系图。

图6为本发明实施例所述三个逆变器的效率与输出功率的函数关系图。

具体实施方式：

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步说明。

实施例：

本实施例所述msclqzsi的主体结构如图1所示，其中含耦合绕组的升压单元用于代替传统升压拓扑中单个独立的储能电感，利用耦合电感同时充放电的特点，在原逆变器只具有占空比d这一调节因子的基础上，增加匝数比这一可以调节的自由因子，通过改变耦合绕组的匝数比，从而实现高电压转换的能力，具体包括包括直流电源vg、第一电感l1、第一电容c1、第一二极管d1、第二二极管d21、第三二极管d22、第二电容c2、第三电容c21、第一绕组n21、第二绕组n22、第三绕组n23、第四绕组n24和六个功率开关管s1-s6，其中第二二极管d21、第三二极管d22、第三电容c21、第一绕组n21、第二绕组n22、第三绕组n23和第四绕组n24组成升压单元；第一电感l1的两端分别与直流电源vg的正极、第一二极管d1的阳极和第二电容c2的阴极相连，第一二极管d1的阴极分别与第一电容c1的阳极、第一绕组n21的同名端和第三二极管d22的阳极相连，第三二极管d22的阴极与第四绕组n24的异名端相连，第一绕组n21的异名端分别与第三绕组n23的异名端和第三电容c21的阴极相连，第三绕组n23的同名端与第二二极管d21的阳极相连，第三电容c21的阳极分别与第二绕组n22的同名端和第四绕组n24的同名端相连，第二二极管d21的阴极分别与第二电容c2的阳极和第二绕组n22的异名端相连，上桥壁功率开关管s1-s3的漏极分别与第二电容c2的阳极、第二二极管d21的阴极和第二绕组n22异名端相连，下桥臂功率开关管s4-s6的源极分别与直流电源vg的负极和第一电容c1的阴极相连；第一绕组n21、第二绕组n22、第三绕组n23和第四绕组n24两两耦合，其对应的匝数比为n23/n21＝n24/n22＝n，且均为同向耦合。

本实施例采用单极性spwm模式控制功率开关管的导通或关断，完成不同工作方式的切换，从而整体电路结构中减少开关损耗，挺高电路的整体工作效率，开关管关断和导通时电路的不同工作状态分别如图2和图3所示：

在直通状态下，第一二极管d1被反向偏置，而第二二极管d21和第三二极管d22导通，第一电感l1由第二电容c2和输入电源vg充电，四个绕组n21、n22、n23和n24全部由第一电容c1充电，第三电容器c21存储来自第一电容c1的能量，具体的电流环路如图2所示。此时，电路存在以下电压、电流关系式：

在非直通状态下，第二二极管d21和第三二极管d22被反向偏置，第一二极管d1导通，存储在第一绕组n21、第二绕组n22和第一电感l1中的能量与直流电源vg相结合，为负载供电，第一电容c1和第二电容c2在该状态下被充电，具体的电流环路如图3所示，此时，电路结构存在以下的电压、电流关系：

其中，vl1-on，vn-on，vl1-off，vn-off分别是处于直通状态和非直通状态的磁性元件(电感器和绕组)两端的电压，vc是电容器电压，vpn是峰值直流链路电压，

将伏秒平衡理论应用于l1和n21，得到：

将安秒平衡理论应用于c2，得到：

由非直通状态里的电流关系可以得到：

其中vn23＝vn24＝-nvn21＝-nvn22

vl1-on＝(1-d)vpn

从而得到msclqzsi的峰值直流链路升压因子b：

其中，b是逆变器的峰值直流链路升压因子，d是直通占空比(0<d<1)，n＝n23/n21＝n24/n22是匝数比，0<n<1，n21＝n22；现有技术中sclqzsi和mssclqzsi的峰值直流链路升压因子如下：

如上所述的三个逆变器具有相同类型的升压因子，即b＝kn/1-kd，k＞1，kn＞1是与逆变器的结构相关联的系数，尽管所提出的逆变器具有四个绕组，但是为了使比较更有价值，在本实施例中基于不同逆变器中耦合电感的相同总匝数比进行比较，所以msclqzsi中的总匝数比n23/n21+n24/n22＝0.15+0.15＝0.3与sclqzsi和mssclqzsi中的匝数比为n＝n23/n21＝0.3相等，在升压因子b与直通占空比d的关系图(如图4所示)里，msclqzsi的升压因子在mssclqzsi和sclqzsi的升压因子之间；

使用简单的升压控制方法，d和m之间的关系为：d＝1-m

在绕组电流与电压增益g的关系图(如图5所示)里，msclqzsi的绕组n23与n24的电流明显要比mssclqzsi和sclqzsi的低，绕组n21与n22的电流mssclqzsi和sclqzsi的差不多；三个逆变器的效率与输出功率的函数关系图如图6所示，msclqzsi由于在绕组n23和n24上的电流应力较低，因此比其他两个逆变器具有更高的效率，尽管mssclqzsi具有很高的升压能力，但由于绕组n23和n24中的高电流应力，其效率在三个逆变器中最低，msclqzsi中耦合电感的功耗比其他两个候选的要小得多。

本实施例将msclqzsi在输入电压100v、输出相电压有效值120v以及输出功率1kw的测试条件下进行测试，最大效率达到92.8％，基本满足设计要求。上述分析和实验结果表明，本实施例的msclqzsi具有高电压增益和高效率的优势，它提供了连续的输入电流和低直流母线电压尖峰，可以实现光伏模块的最大功率点跟踪(mppt)；由于耦合电感的独特设计，所提出的msclqzsi中的绕组电流应力低于sclqzsi和mssclqzsi，减少了绕组的功率损耗并提高了所提出的逆变器的效率。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。