一种静电除尘用脉冲电源前置可调升压电路的制作方法

本发明涉及一种脉冲电源前置可调升压电路，具体涉及一种静电除尘用脉冲电源前置可调升压电路。

背景技术：

随着环境问题的日益严峻以及新的环保标准出台，在静电除尘领域，传统的高压直流电源，包括工频电源、三相电源、高频电源已无法进一步提高除尘效率，因此高压脉冲电源的应用逐渐成长起来。同时研究表明，高频电源与脉冲电源相互配合使用，也可以有效提高除尘效率，降低电除尘器的能量消耗，又具有较好的经济性。

脉冲电源的原理图如图1所示：首先脉冲电源由交流三相380v供电，经过前置可调升压电路变换后，形成0v--2200v可调的直流电压，然后施加给脉冲形成电路，产生一个窄的电压脉冲，经过脉冲升压变压器升压，能产生峰值在60kv--80kv的一个电压窄脉冲，送给收尘本体电厂进行收尘。在以上电路中，前置可调升压电路是比较关键的，目前市场上国内外的脉冲电源产品主要有两种电路实现：

一种是三相可控硅可调升压电路，其原理图2所示：图2中的电路是三相交流380v电源经过三相反并联可控硅调压，经过三相工频变压器升压、整流、滤波后形成0--2200v的可调直流电。这个方案的缺点是三相可控硅的调压电路控制较复杂，需要同步电路，三相变压器体积较大，而且这种电路在带容性负载时可控硅容易失控，会给后级电路带来损失。

另外一种可调升压电路是高频升压电路，原理图3所示：三相交流380v电源经过整流后形成大约540v的直流电，然后经过由q1、q2、q3、q4组成的逆变器，变换成高频交流电，然后经过一个高频升压变压器升压，再经过高频整流后形成0--2200v可调的直流电。这个方案的缺点是电路构成复杂，元器件较多，高频变压器的体积也较大，而且高频整流二极管不容易选择，高频整流电路的可靠性不容易设计。

以上两种电源的共同的缺点是：(1)需要变压器，可控硅电源电路需要工频变压器，高频电源电路需要高频变压器，由于前置升压电路需要输出较大的功率，因此这两个变压器的体积较大，而且价格较贵；(2)变压器副边需要高压整流二极管，而且二极管要求的可靠性非常高，因此从电路结构、体积效率、元器件价格，体积大、成本高、效率低，目前脉冲电源产品所采用的电路都是不理想的。

技术实现要素：

为了解决现有技术中存在的某种或某些技术问题，本发明提供一种静电除尘用脉冲电源前置可调升压电路，能够解决现有可调升压电路制作成本高且必须要变压器进行变压的问题，结构简单，制作简便且生产成本低，电路整体体积小。

为解决上述现有的技术问题，本发明采用如下方案：

一种静电除尘用脉冲电源前置可调升压电路，包括前置可调升压电路、脉冲形成电路、脉冲升压变压器以及收尘本体电厂，所述前置可调升压电路包括三相交流380v电源、由若干二极管组成的整流电路以及若干开关管组成的buck-boost电路，所述三相交流380v电源经过所述整流电路整流后形成540v左右的直流电，然后经过由所述开关管组成的buck-boost电路后形成输出0--2200v为可调的直流电，所述开关管包括q5～q8，所述二极管包括d17～d22，所述开关管(q5、q6、q7)工作时是buck电路，所述开关管(q5、q7、q8)工作时是boost电路。

这个电路方案最大的优点是电路结构简单，元器件较少，但是最大的问题是，为了输出2200v的电压，q7、q8的开关管的耐压必须3300v，耐压3300v的igbt价格比较昂贵，而且在输出2200v时开关管工作的可靠性也不高，电容c7也必须采用3300v高压电容，价格也比较昂贵，因此本发明对这种电路做进一步的改进，提出如下的电路方案：

进一步地，所述前置可调升压电路中的所述整流电路(d23～d28)之后设有用电容(c8、c9)串联的电容滤波，所述电容(c8、c9)串联的中心点接地，所述电容c8后并联一电容c10，连接一个由开关管(q9、q10、q11、q12)组成的buck-boost电路，所述电容c9后并联一电容c10，连接一个由开关管(q13、q14、q15、q16)组成的buck-boost电路。

进一步地，所述电容(c8、c9)后连接的两个buck-boost电路对角线的所述开关管同时工作，即所述开关管(q9、q12、q14、q15)同时工作，所述开关管(q10、q11、q13、q16)同时工作，并且两组开关管交替导通。

进一步地，输出电压减去一个滞回量大于输入电压时，所述电容(c8、c9)后连接的两个buck-boost电路均工作于boost状态，即所述开关管(q9、q14)全开、所述开关管(q10、q13)全关、所述开关管(q11、q12)互补pwm导通，所述开关管(q15、q16)互补pwm导通。

进一步地，输出电压加上一个滞回量小于输入电压时，所述电容(c8、c9)后连接的两个buck-boost电路均工作于buck状态，即所述开关管(q11、q16)全开、所述开关管(q12、q15)全关、所述开关管(q9、q10)互补pwm导通，所述开关管(q13、q14)互补pwm导通。

进一步地，输出电压减去一个滞回量小于输入电压且输出电压加上一个滞回量大于输入电压时，两个所述的串联buck-boost电路一个工作于boost状态，一个工作于buck状态。

进一步地，所述buck-boost电路中buck电路向boost电路切换的方法包括：先把切换成boost占空比设定为5％，调节另一个没有切换的buck的占空比，如果调节到95％还不满足输出要求，则固定buck占空比，调节boost占空比，直到满足要求。

进一步地，所述buck-boost电路中boost电路向buck电路切换的方法包括：把切换成buck占空比设定为95％，调节另一个没有切换的boost的占空比，如果调节到5％，输出电压还不满足要求，则固定占空比，调节buck占空比，直到满足要求。

进一步地，保持切换点输出电压稳定的方法包括：事先优化好buck调节器参数和boost调节器参数，并存储在单片机控制器的flash里，在切换点再取出相应的闭环控制参数。

相比现有技术，本发明的有益效果在于：

通过前置可调升压电路对电压进行变压提高，在不通过变压器进行变压情况下能够实现高频变压的目的，电路结构简单，元器件较少，而且整流二极管也不再需要使用高压整流二极管，制作成本低，整体体积小，有效的解决了现有调升压电路制作成本高且必须要变压器进行变压的问题，结构简单，制作简便且生产成本低，电路整体体积小。

附图说明

图1为本发明的背景技术中脉冲电源的原理图；

图2为本发明的背景技术中三相可控硅可调升压电路原理图；

图3为本发明的背景技术中可调升压电路时高频升压电路原理图；

图4为本发明的buck-boost前置可调升压电路原理图；

图5为本发明的串联buck-boost前置可调升压电路原理图；

图6为本发明的采用串联buck-boost前置可调升压电路的脉冲电源原理图；

图7为本发明中根据输入输出电压关系串联buck-boost工作模式切换示意图。

具体实施方式

下面，结合附图以及具体实施方式，对本发明做进一步描述，需要说明的是，在不相冲突的前提下，以下描述的各实施例之间或各技术特征之间可以任意组合形成新的实施例。

如图4～7所示，一种静电除尘用脉冲电源前置可调升压电路，包括前置可调升压电路、脉冲形成电路、脉冲升压变压器以及收尘本体电厂，所述前置可调升压电路包括三相交流380v电源、由若干二极管组成的整流电路以及若干开关管组成的buck-boost电路，所述三相交流380v电源经过所述整流电路整流后形成540v左右的直流电，然后经过由所述开关管组成的buck-boost电路后形成输出0--2200v可调的直流电，所述二极管包括d17～d22，所述开关管包括q5～q8，所述开关管(q5、q6、q7)工作时是buck电路，所述开关管(q5、q7、q8)工作时是boost电路。这种电路最大的优点是电路结构简单，元器件较少。

在以上实施方式上进一步地改进为，所述前置可调升压电路中的所述整流电路(d23～d28)与所述开关管(q9～q16)之间设有用电容(c8、c9)串联的电容滤波，所述电容(c8、c9)串联的中心点接地，所述电容c8后连接有一个由开关管(q9、q10、q11、q12)组成的buck-boost电路，所述电容c9后连接有一个由开关管(q13、q14、q15、q16)组成的buck-boost电路。

第一种电路最大的优点是电路结构简单，元器件较少，但是最大的问题是，q7、q8的开关管的耐压必须3300v，耐压3300v的igbt价格比较昂贵，而且在输出2200v时开关管工作的可靠性也不高，因此，对对电路做进一步的改进，改进后的电路相当于两个buck-boost串联，这样每个buck-boost电路的输入电压是270v，输出电压是0--1100v，这样q9、q10、q13、q14的耐压可以选择600v的igbt，q11、q12、q15、q16可以选择1700v的igbt，600v和1700v的igbt价格不高，而3300v的igbt的价格却非常高，所以串联buck-boost电路的开关管的数量虽然多了一倍，但是从经济性上却比单buck-boost电路要好的多，工作的可靠性也高的多，由于没有了变压器，电路体积也非常小，而且串联buck-boost电路与带中心抽头的脉冲变压器有一种很好的配合。

本发明所提出的前置可调升压电路，与串联的脉冲形成电路、原边带有中心抽头的脉冲变压器可以很好地相配合，构成脉冲电源，而且脉冲形成电路中的开关管q17、q18的耐压也可以降低一倍，使用耐压1700v的igbt，提高了电路的可靠性和经济性。

对于上述串联buck-boost电路，电路的控制策略是非常重要的，有好几种控制方法：以下对控制方法进行具体分类阐述：

首先，控制策略一：最简单的控制策略，其实施方式包括：所述电容(c8、c9)后连接的两个buck-boost电路对角线的所述开关管同时工作，即所述开关管(q9、q12、q14、q15)同时工作，所述开关管(q10、q11、q13、q16)同时工作，并且两组开关管交替导通。

以上控制方法的缺点是8个管子都在一直工作，损耗大，效率较低，噪音也大，电感两段两个敏感点，电路噪声比buck-boost都大，优点是简单，一路互补pwm就可以实现，这种控制方法不够优化。

其次，控制策略二，当输出电压减去一个滞回量大于输入电压时，即当vin<vout-δv的时候，所述电容(c8、c8)后连接的两个buck-boost电路均工作于boost状态，即所述开关管(q9、q14)全开、所述开关管(q10、q13)全关、所述开关管(q11、q12)互补pwm导通，所述开关管(q15、q16)互补pwm导通。

控制策略三，当输出电压加上一个滞回量小于输入电压时，即当vin>vout+δv的时候，所述电容(c8、c9)后连接的两个buck-boost电路均工作于buck状态，即所述开关管(q11、q16)全开、所述开关管(q12、q15)全关、所述开关管(q9、q10)互补pwm导通，所述开关管(q13、q14)互补pwm导通。

控制策略四，当输出电压减去一个滞回量小于输入电压且输出电压加上一个滞回量大于输入电压时，即vout-δv<vin<vout+δv的时候，两个所述的串联buck-boost电路分别为boost电路工作和buck电路工作，即一个buck--boost工作于buck状态，一个buck--boost工作于boost状态，工作于buck状态的电路输出0.5vout-δv，工作于boost状态的电路输出0.5vout+δv，两个输出串联加起来还是vout。这也是串联buck--boost的优点之一，本实施方式考虑到串联buck-boost的电路特点，提出上述新的控制策略。

从以上实施方式看出，当vin<vout-δv的时候，两个串联的buck-boost都工作在boost状态，当vin>vout+δv的时候，两个串联的buck-boost都工作在buck状态，当vout-δv<vin<vout+δv的时候，两个串联的buck-boost一个工作在buck状态，一个工作在boost状态，这样就完全避免了串联buck-boost电路工作在buck-boost状态，提高了电路的工作效率，降低了电路的工作噪音。两个串联的buck-boost一个工作在buck状态，输出电路输出0.5vout-δv，一个工作在boost状态，输出电路输出0.5vout+δv，会造成串联电压的不平衡，但是由于δv较小，这种不平衡不大，而且这种不平衡不会影响后续电路的工作，因为后续电路的工作特性还是取决于串联总电压，串联总电压还是vout。

图7中vin是串联buck-boost的输入电压，vout是串联buck-boost的输出电压，根据输入电压和输出电压的关系，可以分成三个区域，1区的串联buck-boost均工作在buck状态，2区的串联buck-boost均工作在boost状态，3区的串联buck-boost，一个buck-boost工作在buck状态，一个buck-boost工作在boost状态。而且由1、3区向2区切换，2区向1、3区切换具有滞回特性，即进入3区的δv较小，由里面的两个虚线描述，出去3区的δv较大，由外面的两个虚线描述，这样可以防止在切换点附近来回切换震荡。

在工作模式切换点，比如串联buck-boost电路中的一个buck-boost电路由buck向boost转换点，占空比变换巨大，比如buck的占空比是1，向boost转换占空比应该改为零，但是boost应该有一个最小占空比，比如5％，占空比固定起来，另一个没有切换的buck电路占空比应该调低一点，然后慢慢再把占空比切入闭环调节，调到95％输出还不够，此时固定buck电路占空比，再闭环调节boost电路占空比，总之在buck、boost工作模式，要把一个占空比固定，闭环调节另一个占空比，这样控制策略容易设计。调整规律如下：

一、所述buck-boost电路中buck电路向boost电路切换的方法包括：先把切换成boost占空比设定为5％，调节另一个没有切换的buck的占空比，如果调节到95％还不满足输出要求，则固定buck占空比，调节boost占空比，直到满足要求。

二、所述buck-boost电路中boost电路向buck电路切换的方法包括：把切换成buck占空比设定为95％，调节另一个没有切换的boost的占空比，如果调节到5％，输出电压还不满足要求，则固定占空比，调节buck占空比，直到满足要求。

三、在一个buck、一个boost向双buck，或者双boost切换，根据buck输入输出的占空比关系、boost输入输出的占空比关系先计算出初始占空比，然后再此初始占空比的基础上再加入闭环调节。

四、保持切换点输出电压稳定的方法包括：事先优化好buck调节器参数和boost调节器参数，并存储在单片机控制器的flash里，在切换点再取出相应的闭环控制参数。

由于buck-boost电路工作在buck状态和工作在boost状态的传递函数不一样，因此buck闭环调节器和boost闭环调节器的参数设置不一样，事先优化好buck调节器参数和boost调节器参数，并存储在单片机控制器的flash里，在切换点再取出相应的闭环控制参数，以上几点可以保持切换点输出电压的稳定性。

切换点的确定除了可以根据输入输出的关系来确定，还可以根据占空比来确定，如果串联buck-boost电路由双buck工作状态向一个buck、一个boost工作状态迁移，则此时的切换依据是占空比接近一个阈值，这个阈值可以是90％的一个值，工作占空比一旦超过这个阈值，把一个buck变成boost，其占空比设定为一个小的占空比值，比如5％，固定不变，此时闭环调节另一个buck占空比，输出电压满足要求则继续这一工作状态，如果占空比调节到95％左右，电压还是不满足输出要求，固定buck的占空比，调节boost的占空比，输出电压满足要求则继续这一工作状态，调节到一定程度比如15％，输出电压还不满足要求，则应该切换到双boost工作状态。如果串联buck-boost电路由双boost工作状态向一个boost、一个buck工作状态迁移，则此时的切换依据是占空比接近一个阈值，这个阈值可以是10％左右的一个值，工作占空比一旦小于这个阈值，把一个boost变成buck，其占空比设定为一个大的占空比值，比如95％，固定不变，此时闭环调节另一个boost占空比，输出电压满足要求则继续这一工作状态，如果占空比调节到5％左右，电压还是不满足输出要求，固定boost的占空比，调节buck的占空比，输出电压满足要求则继续这一工作状态，调节到一定程度比如80％，输出电压还不满足要求，则应该切换到双buck工作状态。这种控制方式，规定三个工作区：双buck工作区、双boost工作区、一个buck一个boost工作区，串联两个buck-boost电路的最大最小占空比，在双boost工作区，占空比d最小10％，小于此值则进入一个buck，一个boost工作区，在双buck工作区域，占空比d最大85％，大于此值则进入一个buck，一个boost工作区，在一个buck，一个boost工作区域，buck的最大占空比是95％，最小占空比是80％，boost的最小占空比是5％，最大占空比是15％。在一个buck，一个boost工作区域，如果是从boost向buck-boost过度，即boost占空比小于10％，则把buck占空比调到95％，然后调节boost占空比，当boost占空比等5％时，固定boost占空比为5％，而调节buck占空比，当buck占空比等于80％时，要从一个buck，一个boost工作区向双buck区过度。如果是从双buck区域向一个buck，一个boost工作区过度，即buck占空比大于85％，则把boost占空比调到固定为5％，然后调节buck占空比，而调节buck占空比到95％时，固定buck占空比为95％，调节boost占空比，当boost占空比调节到15％时，要从一个buck，一个boost工作区向双boost区域过度。这样的过渡过程是比较平滑的。即在一个buck，一个boost工作区，如果buck的占空比小于80％，向双buck工作区切换，boost的占空比大于15％，向双boost工作区切换。

上述实施方式仅为本发明的优选实施方式，不能以此来限定本发明保护的范围，本领域的技术人员在本发明的基础上所做的任何非实质性的变化及替换均属于本发明所要求保护的范围。