一种基于拓扑集成的多端口变换器、控制方法及系统
本发明属于电力电子领域，更具体地，涉及一种基于拓扑集成的多端口变换器、控制方法及系统。
背景技术：
自第一次工业革命后，人类社会对能源的需求越来越大，大量的传统能源，如煤炭、天然气和石油等被开采和使用，由此引发了石油危机、全球变暖等社会性问题。社会各界开始意识到对能源的不合理运用会对人类社会带来巨大伤害，为了社会的可持续发展，可再生能源的开发和利用具有非常重要的意义。
可再生能源包括太阳能、风能、水能等。以太阳能为例，太阳能发电的原理是应用半导体的“光生伏特”效应，产生光电压，将太阳光转化成电流输出(《家用小型单相光伏逆变器的研制》，邓佳钧，大连理工大学，2014)。光伏发电技术由此具有清洁安全、设备轻小、安装便捷等特点，被广泛应用在直流微网系统、家用光伏发电系统等方面。
然而在现有交流配电系统的住宅中，若需接入光伏发电系统等新能源微网系统时，需要通过多个交直流变换器才能达到目的。使用多端口变换器可以有效减小家用发电系统的体积重量，提高系统的功率集成度。但是，目前的多端口变换器仍存在开关器件过多、控制方法复杂等问题。所以，如何进一步减小多端口变换器所需的开关器件数量，如何设计更加简单便捷的控制系统，是本领域研究人员亟需解决的问题。
技术实现要素：
针对现有技术的问题，本发明提供了一种基于拓扑集成的多端口变换器、控制方法及系统，其目的在于进一步减小多端口变换器所需的开关器件数量，进一步简化多端口变换器的控制系统。
本发明一方面提供了一种基于拓扑集成的多端口变换器，包括：
与电网相连接的第一双向全桥电路；
与隔离型三端口变换器相连接，并与第一双向全桥电路共用两个开关器件的第二双向全桥电路；
与输出负载相连接，并通过第一高频变压器与第二双向全桥电路相连的不控整流全桥电路；
与蓄电池相连接，并通过第二高频变压器与第二双向全桥电路相连的第三双向全桥电路；
与光伏电池和直流母线电容相连接的第一boost电路；
与有源功率解耦电容相连，并与第一boost电路共用一个开关器件的第二boost电路。
优选地，第一双向全桥电路包括：第一开关管s1、第二开关管s2、第四开关管s4、第五开关管s5、第一并网电感lg1、第二并网电感lg2以及电网接口；
其中所述第一开关管s1的漏极与所述第二开关管s2的源极相连；所述第四开关管s4的漏极与所述第五开关管s5的源极相连；所述第一开关管s1的源极与所述第四开关管s4的源极相连；所述第一并网电感lg1的两端分别与所述第五开关管s5的源极和电网接口的火线相连；所述第二并网电感lg2同时与所述第二开关管s2的源极和电网接口的零线相连。
优选地，第二双向全桥电路包括：第二开关管s2、第五开关管s5、第三开关管s3、第六开关管s6、整流电感lr、第一高频变压器原边以及第二高频变压器原边；
其中所述第二开关管s2的漏极与所述第三开关管s3的源极相连；所述第五开关管s5的漏极与所述第六开关管s6的源极相连；所述第三开关管s3的漏极与所述第六开关管s6的漏极相连；所述整流电感lr的两端分别与所述第六开关管s6的源极和第一高频变压器的原边同名端相连；所述第二高频变压器的原边同名端与第一高频变压器的原边异名端相连；所述第二高频变压器的原边异名端与所述第三开关管s3的源极相连。
优选地，不控整流全桥电路包括：第一整流二极管d1、第二整流二极管d2、第三整流二极管d3、第四整流二极管d4、输出滤波电感lf、输出滤波电容cf、电阻负载rl以及第一高频变压器副边；
其中所述第一整流二极管d1的正极与所述第二整流二极管d2的负极相连；所述第三整流二极管d3的正极与所述第四整流二极管d4的负极相连；所述第一整流二极管d1的负极与所述第三整流二极管d3的负极相连；所述第二整流二极管d2的正极与所述第四整流二极管d4的正极相连；所述输出滤波电感lf的两端分别与所述第一整流二极管d1的负极和所述输出滤波电容cf的正极相连；所述输出滤波电容cf的负极与所述第二整流二极管d2的正极相连；所述电阻负载rl与所述输出滤波电容cf并联；所述第一高频变压器的副边同名端与所述第三整流二极管d3的正极相连；所述第一高频变压器的副边异名端与所述第一整流二极管d1的正极相连。
优选地，第三双向全桥电路包括：第十开关管q1、第十一开关管q2、第十二开关管q3、第十三开关管q4、蓄电池储能电容cbat以及第二高频变压器副边；
其中所述第十开关管q1的发射极与所述第十一开关管q2的集电极相连；所述第十二开关管q3的发射极与所述第十三开关管q4的集电极相连；所述第十开关管q1的集电极与所述第十二开关管q3的集电极相连；所述第十一开关管q2的发射极与所述第十三开关管q4的发射极相连；所述蓄电池储能电容cbat的正极与所述第十开关管q1的集电极相连；所述蓄电池储能电容cbat的负极与所述第十一开关管q2的发射极相连；所述第二高频变压器的副边同名端与所述第十二开关管q3的发射极相连；所述第二高频变压器的副边异名端与所述第十开关管q1的发射极相连。
优选地，第一boost电路包括：第七开关管s7、第八开关管s8、光伏电池组、光伏稳压电容cpv以及光伏滤波电感lpv；
其中所述直流母线电容cbus的负极与所述第七开关管s7的源极相连；所述第七开关管s7的漏极与所述第八开关管s8的源极相连；所述光伏滤波电感lpv的两端分别与所述光伏稳压电容cpv的正极和所述第七开关管s7的漏极相连；所述光伏稳压电容cpv的负极和所述第七开关管s7的源极相连；所述光伏电池组与所述光伏稳压电容cpv并联。
优选地，第二boost电路包括：第八开关管s8、第九开关管s9、有源功率解耦电容capd以及有源功率解耦电感lapd；
其中所述直流母线电容cbus的正极与所述第九开关管s9的漏极相连；所述第八开关管s8的漏极与所述第九开关管s9的源极相连；所述有源功率解耦电感lapd的两端分别与有源功率解耦电容capd的负极和所述第八开关管s8的漏极相连；所述有源功率解耦电容capd的正极和所述第九开关管s9的漏极相连。
优选地，第一开关管s1～第九开关管s9为mosfet。
按照本发明的另一方面，提供了一种应用于上述多端口变换器的控制方法，包括：
预设直流母线电容电压参考值与实际直流母线电容电压vbus之间的误差值，通过pi控制输出并网电流的峰值参考值；电网电压vg经过锁相环输出电网频率和相位；通过并网电流的峰值参考值、电网频率和相位输出与电网电压同步的参考电流ig_ref，与实际并网电流ig比较，通过滞环控制输出控制信号hg；
预设输出电压参考值与实际输出电压vo之间的误差值，通过pi控制输出滞环带宽；通过整流电流ir与参考0a之间的误差以及滞环带宽，通过滞环控制输出控制信号hr；
对hg和hr进行逻辑运算，输出第一双向全桥电路和第二双向全桥电路的开关器件的驱动信号；
以实际并网电流ig与参考电流ig_ref之间的误差作为参考载波，预设参考指令dp1和dp2，控制一个载波周期中的蓄电池投入时间，实现对蓄电池的输出功率的量化控制；
预设光伏端口电压参考值与实际光伏端口电压vpv之间的误差值，通过pi控制输出第一boost电路的开关器件的驱动信号；
有源功率解耦电容电压vapd和直流母线电容目标电流iapd_ref，通过滞环控制输出有源功率解耦电流iapd，控制第二boost电路的开关器件的驱动信号；
对第一boost电路的开关器件的驱动信号和第二boost电路的开关器件的驱动信号进行逻辑运算，实现第一boost电路和第二boost电路的开关复用。
按照本发明的又一方面，提出了一种多端口变换器的控制系统，应用于上述的多端口变换器，包括：
用于控制所述直流母线电容的电压值的第一控制量的第一控制器；
用于控制输出电压的第二控制量的第二控制器；
用于控制蓄电池输出功率的第三控制量的第三控制器；
用于控制光伏电池组输出功率的第四控制量的第四控制器；
用于有源功率解耦电路输出的解耦电流的第五控制量的第五控制器；
与第一控制器和第二控制器相连，并且通过逻辑运算输出开关器件驱动信号的第一逻辑运算器；
与第四控制器和第五控制器相连，并且通过逻辑运算输出开关器件驱动信号的第二逻辑运算器。
通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，本发明中，第一双向全桥电路和第二双向全桥电路共用了两个开关器件；第一boost电路和第二boost电路共用了一个开关器件；而且第一双向全桥电路提供了电网与直流母线之间的能量转换双向端口；第二双向全桥电路提供了蓄电池与直流母线之间的能量转换双向端口和负载与直流母线之间的输出端口；第一boost电路提供了光伏电池组的输入端口；第二boost电路实现了有源功率解耦电路的功能，减小了直流母线电容容值大小；因此，本发明提出的基于拓扑集成的多端口变换器通过拓扑集成和开关复用的方法，在减小了开关器件的数量的同时，提供了多种功能端口，包括两个双向端口(电网端口和蓄电池端口)、一个输入端口(光伏电池组件端口)和一个输出端口(直流负载端口)以及用于减小直流母线电容电压交流纹波的有源功率解耦电路，提供了包括单输入单输出、单输入双输出、单输入三输出、双输入单输出、双输入双输出、三输入单输出等六种工作模式，进一步提升了系统的集成度；同时提出了一种针对所述多端口变换器的多端口变换器的控制系统，具有成本低、复杂度低等特点。
附图说明
图1为本发明实施例提供的基于拓扑集成的多端口变换器的结构示意图；
图2为本发明实施例提供的多端口变换器的控制系统的具体电路；
图3为本发明第一控制器的详细结构图；
图4为本发明第一双向全桥电路的简化电路；
图5为本发明状态量经滞环控制的变化图示；
图6为本发明第一控制器滞环控制讲解图示；
图7为本发明第一控制器采用固定频率滞环输出并网电流谐波分析图；
图8为本发明第二控制器的详细结构图；
图9为本发明实施例整流电流波形示意图；
图10为本发明实施例六开关拓扑第一工作模态；
图11为本发明实施例六开关拓扑第二工作模态；
图12为本发明实施例六开关拓扑第三工作模态；
图13为本发明实施例六开关拓扑第四工作模态；
图14为本发明实施例蓄电池工作方式示意图；
图15为本发明实施例第三控制器滞环载波示意图；
图16为本发明实施例光伏电池u-i曲线示意图；
图17为本发明实施例第四控制器的详细结构图；
图18为本发明实施例第五控制器的详细结构图；
图19为本发明第五控制器滞环控制讲解图示；
图20为本发明第五控制器采用固定频率滞环输出有源功率解耦电流谐波分析图；
图21为本发明实施例光伏电池组件发生突变时的输出功率示意图；
图22为本发明实施例光伏电池组件发生突变时的负载输出电压波形；
图23为本发明实施例并网电流峰值参考值在光照强度突变前后的变化曲线图；
图24为本发明实施例并网电流在光照强度突变前后波形变化示意图；
图25为本发明实施例直流母线电容电压在光照强度突变前后波形图；
图26为本发明实施例三输入单输出工作模式并网电流峰值示意图；
图27为本发明实施例三输入单输出工作模式并网电流示意图；
图28为本发明实施例三输入单输出工作模式蓄电池工作示意图；
图29为本发明实施例双输入双输出工作模式并网电流峰值示意图；
图30为本发明实施例双输入双输出工作模式并网电流示意图；
图31为本发明实施例双输入双输出工作模式蓄电池工作示意图；
图32为本发明实施例单输入双输出工作模式并网电流峰值示意图；
图33为本发明实施例单输入双输出工作模式并网电流示意图；
图34为本发明实施例单输入三输出工作模式并网电流峰值示意图；
图35为本发明实施例单输入三输出工作模式并网电流示意图；
图36为本发明实施例单输入三输出工作模式直流母线电容电压波形图；
图37为本发明实施例单输入三输出工作模式负载输出电压示意图；
图38为本发明双输入单输入模式下有源功率解耦并网电流峰值对比示意图，(a)为关闭有源功率解耦功能，(b)为激活有源功率解耦功能；
图39为本发明双输入单输入模式下有源功率解耦直流母线电容电压对比示意图，(a)为关闭有源功率解耦功能，(b)为激活有源功率解耦功能。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
另外，说明书中所描述的特点、操作或者特征可以以任意适当的方式结合形成各种实施方式。同时，方法描述中的各步骤或者动作也可以按照本领域技术人员所能显而易见的方式进行顺序调换或调整。因此，说明书和附图中的各种顺序只是为了清楚描述某一个实施例，并不意味着是必须的顺序，除非另有说明其中某个顺序是必须遵循的。
本文中为部件所编序号本身，例如“第一”、“第二”等，仅用于区分所描述的对象，不具有任何顺序或技术含义。
图1为本发明实施例所提出的一种基于拓扑集成的多端口变换器的结构图，包括：
与电网相连接的第一双向全桥电路；
与隔离型三端口变换器相连接，并与第一双向全桥电路共用两个开关器件的第二双向全桥电路；
与输出负载相连接，并通过第一高频变压器与第二双向全桥电路相连的不控整流全桥电路；
与蓄电池相连接，并通过第二高频变压器与第二双向全桥电路相连的第三双向全桥电路；
与光伏电池和直流母线电容相连接的第一boost电路；
与直流母线电容相连，并与第一boost电路共用一个开关器件的第二boost电路。
另外，本实施例所设置的直流母线电容包括第一直流母线电容cbus1与第二直流母线电容cbus2，第一直流母线电容cbus1的负极与第二直流母线电容cbus2的正极相连。
具体地，本实施例所设置的第一双向全桥电路包括：mosfet开关管s1、mosfet开关管s2、mosfet开关管s4、mosfet开关管s5、并网电感lg1和lg2以及电网接口；
其中所述mosfet开关管s1的漏极与所述mosfet开关管s2的源极相连；所述mosfet开关管s4的漏极与所述mosfet开关管s5的源极相连；所述mosfet开关管s1的源极与所述mosfet开关管s4的源极相连；所述并网电感lg1与所述mosfet开关管s5的源极和电网接口的火线相连；所述并网电感lg2与所述mosfet开关管s2的源极和电网接口的零线相连。
具体地，本实施例所设置的第二双向全桥电路包括：mosfet开关管s2、mosfet开关管s5、mosfet开关管s3、mosfet开关管s6、整流电感lr与第一高频变压器原边和第二高频变压器原边；
其中所述mosfet开关管s2的漏极与所述mosfet开关管s3的源极相连；所述mosfet开关管s5的漏极与所述mosfet开关管s6的源极相连；所述mosfet开关管s3的漏极与所述mosfet开关管s6的漏极相连；所述整流电感lr与所述mosfet开关管s6的源极与第一高频变压器的原边同名端相连；所述第二高频变压器的原边同名端与第一高频变压器的原边异名端相连；所述第二高频变压器的原边异名端与所述mosfet开关管s3的源极相连。
具体地，本实施例所设置的不控整流全桥电路包括：整流二极管d1、整流二极管d2、整流二极管d3、整流二极管d4、输出滤波电感lf、输出滤波电容cf、电阻负载rl以及第一高频变压器副边；
其中所述整流二极管d1的正极与所述整流二极管d2的负极相连；所述整流二极管d3的正极与所述整流二极管d4的负极相连；所述整流二极管d1的负极与所述整流二极管d3的负极相连；所述整流二极管d2的正极与所述整流二极管d4的正极相连；所述输出滤波电感lf与所述整流二极管d1的负极与所述输出滤波电容cf的正极相连；所述输出滤波电容cf的负极与所述整流二极管d2的正极相连；所述电阻负载rl与所述输出滤波电容cf并联；所述第一高频变压器的副边同名端与所述整流二极管d3的正极相连；所述第一高频变压器的副边异名端与所述整流二极管d1的正极相连。
具体地，本实施例所设置的第三双向全桥电路包括：开关管q1、开关管q2、开关管q3、开关管q4、蓄电池储能电容cbat与第二高频变压器副边；
其中所述开关管q1的发射极与所述开关管q2的集电极相连；所述开关管q3的发射极与所述开关管q4的集电极相连；所述开关管q1的集电极与所述开关管q3的集电极相连；所述开关管q2的发射极与所述开关管q4的发射极相连；所述蓄电池储能电容cbat的正极与所述开关管q1的集电极相连；所述蓄电池储能电容cbat的负极与所述开关管q2的发射极相连；所述第二高频变压器的副边同名端与所述开关管q3的发射极相连；所述第二高频变压器的副边异名端与所述开关管q1的发射极相连。
具体地，本实施例所设置的第一boost电路包括：mosfet开关管s7、mosfet开关管s8、光伏电池组、光伏稳压电容cpv以及光伏滤波电感lpv；
其中第二直流母线电容cbus2的负极与所述mosfet开关管s7的源极相连；所述mosfet开关管s7的漏极与所述mosfet开关管s8的源极相连；所述光伏滤波电感lpv与所述光伏稳压电容cpv的正极和所述mosfet开关管s7的漏极相连；所述光伏稳压电容cpv的负极和所述mosfet开关管s7的源极相连；所述光伏电池组与所述光伏稳压电容cpv并联。
具体地，本实施例所设置的第二boost电路包括：mosfet开关管s8、mosfet开关管s9、有源功率解耦电容capd、有源功率解耦电感lapd；
其中第一直流母线电容cbus1的正极与所述mosfet开关管s9的漏极相连；所述mosfet开关管s8的漏极与所述mosfet开关管s9的源极相连；所述有源功率解耦电感lapd与有源功率解耦电容capd的负极和所述mosfet开关管s8的漏极相连；所述有源功率解耦电容capd的正极和所述mosfet开关管s9的漏极相连。
此外，请参见图2，图2示出了本发明实施例提供的多端口变换器及其控制系统的具体电路。
具体地，本实施例所设置的第一控制器，包括三个系统输入量：电网电压vg、并网电流ig和直流母线电容电压vbus；第一控制器的详细结构图请参见图3，详细介绍如下：
第一控制器包括三个系统输入量：电网电压vg、并网电流ig和直流母线电容电压vbus；预先设定的直流母线电容电压参考值与实际直流母线电容电压vbus之间的误差值，通过pi控制器输出并网电流的峰值参考值；电网电压值vg经过锁相环输出电网频率和相位；综上操作输出与电网电压同步的参考电流ig_ref，与实际并网电流ig比较，通过滞环控制输出控制信号。
特别地，滞环控制可以看作滑模控制的一种，具有鲁棒性高、响应快、控制简单等特点。本实施例中的第一控制器采用滞环控制跟踪参考并网电流，以实现对直流母线电容电压值vbus的控制。参考图4为第一双向桥式电路的简化电路，其中l2为与交流源相连电感，i2为电感电流，e2为交流电压，va2b2为全桥输出电压，其工作原理可阐述如下：
基于基尔霍夫定律，可得到下式：
此时定义目标状态表达式为：
z2＝l2(i2_ref-i2)(2)
其中i2_ref为电流参考值，z2为定义目标状态量，显然为保证跟踪电流的功能，目标状态量应趋近于0，此时可对式2求导，得到：
联立式1和式3可得：
由此可以通过改变va2b2以控制目标状态量z2的变化率，使其维持在0附近；例如，在满足
此外，本实施例通过实时控制滞环比较器的带宽大小，可实现固定频率的滞环比较控制。参见图6，在δt1时间段内，由基尔霍夫定律可得：
即：
在δt2时间段内，由基尔霍夫定律可得：
即：
因此可以得到一个滞环周期ts为：
故可以得到滞环比较器的带宽与滞环周期之间的关系：
由此可以根据预设的开关频率和电压反馈值来调整滞环比较器的带宽，实现固定频率的滞环控制；参见图7为通过变带宽固定频率滞环控制输出的并网电流谐波分析图，可知在设定开关频率为50khz时，并网电流的主要谐波成分为50khz，验证了本实施例采用的变带宽实现固定频率滞环输出的有效性。
具体地，本实施例所设置的第二控制器，包括两个系统输入量：输出电压vo和整流电流ir；第二控制器的详细结构图请参见图8，详细介绍如下：
第二控制器，包括两个系统输入量：输出电压vo和整流电流ir；第二控制器的目的是输出整流电流，因此可将其目标输出看作是正负跳动的方波电流，如图9所示；同样采用滞环控制，特殊在于将整流电流ir与参考0a之间的误差送入滞环比较器，通过调整滞环比较器的带宽来控制输出的整流电流波形；预先设定的输出电压参考值与实际输出电压vo之间的误差值，通过pi控制器输出滞环控制器的带宽值；整流电流ir输入不控整流电路后，可认为其带宽值正比于整流后的直流电流平均值，由此实现在纯电阻负载的前提下对输出电压的控制。
第一控制器通过驱动第一双向全桥电路中的mosfet开关管s1、mosfet开关管s2、mosfet开关管s4、mosfet开关管s5来实现控制功能；第二控制器通过驱动第二双向全桥电路中的mosfet开关管s2、mosfet开关管s5、mosfet开关管s3、mosfet开关管s6来实现控制功能。显然mosfet开关管s4、mosfet开关管s5被同时使用，因此需要设计开关复用的控制方法，来协调两个控制器正常工作。
由于第一控制器和第二控制器均采用了滞环控制的方法控制输出电流，因此总共具有四种工作模态，参见图10～图13。
图10所示为第一工作模态：并网电流ig和整流电流ir的状态量均达到了各自的上限，因此均需要输入+vbus来控制状态量下降，此时控制开关管s3和开关管s4关断，其他开关管导通，即可保证第一双向全桥电路和第二双向全桥电路的输出电压均为+vbus。
图11所示为第二工作模态：并网电流ig和整流电流ir的状态量均达到了各自的下限，因此均需要输入-vbus来控制状态量上升，此时控制开关管s1和开关管s6关断，其他开关管导通，即可保证第一双向全桥电路和第二双向全桥电路的输出电压均为-vbus。
图12所示为第三工作模态：整流电流ir的状态量达到了上限，需要控制其状态量下降；并网电流ig的状态量达到了下限，需要控制其状态量上升；显然此时只能保证一种控制功能的实现；但是由于本实施例的其中一种控制功能是为了输出近似的方波电流，其恰恰需要一段时间的控制电流保持不变；由此可以控制开关管s1和开关管s5关断，其他开关管导通，使得第一双向全桥电路可以输出负电压，提高ig的状态量；同时第二双向全桥电路输出电压为0，考虑到整流电路在高频运作，此时的整流电流ir可以认为保持不变，满足设计需求。
图13所示为第四工作模态：整流电流ir的状态量达到了下限，需要控制其状态量上升；并网电流ig的状态量达到了上限，需要控制其状态量下降；类似的，控制开关管s2和开关管s4关断，其他开关管导通，使得第一双向全桥电路可以输出正电压，降低ig的状态量；同时第二双向全桥电路输出电压为0，考虑到整流电路在高频运作，此时的整流电流ir可以认为保持不变，依然满足设计需求。
基于上述对工作模态的分析，可设计第一逻辑运算器，实现对第一控制器和第二控制器的协同控制，实现开关复用的功能。第一逻辑运算器的主要工作原理介绍如下：
设定第一控制器和第二控制器的滞环比较器输出信号分别为hg和hr，当状态量达到下限时，令h＝0；当状态量达到上限时，令h＝1；由此可得到如下真值表：
表1
由此可以得到开关管的驱动信号s1～s6表达式为：
基于上述表达式构造的逻辑电路即为第一逻辑运算器。
具体地，本实施例所设置的第三控制器，主要负责控制蓄电池在系统中的工作模式和工作时间。图14展示了蓄电池在系统中的两种工作方式：供电模式和充电模式；当蓄电池处于供电模式时，第三双向全桥电路的输出电压可看作与第二双向全桥电路的输出电压同向，相当于在第二双向全桥电路的供电电压上增加了蓄电池输出电压，以起到了蓄电池向负载输出功率的作用；当蓄电池处于充电模式时，第三双向全桥电路的输出电压可看作与第二双向全桥电路的输出电压反向，相当于在第二双向全桥电路需要同时向负载和蓄电池供电，以起到了蓄电池向母线吸收功率的作用；因此需要保证第三双向全桥电路的输出与第二双向全桥电路的输出同步，且可以对蓄电池的输出/输入功率进行量化控制；联想到第二双向全桥电路与第一双向全桥电路通过第一控制器、第二控制器和第一逻辑运算器实现了同步工作，且第一控制器中的并网电流通过滞环控制，其与参考值的误差输出为三角波；因此可以利用第一控制器的并网电流与参考值之间的误差输出作为第三控制器的参考载波，如图15所示，通过设置状态量上升期的参考指令dp1和状态量下降期的参考指令dp2来共同控制一个载波周期中的蓄电池投入时间，由此可以实现对蓄电池的输出/输入功率的量化控制。
下面详细介绍第三控制器：
由于第三控制器采用的载波为通过滞环控制输出的电流误差波形，其上升波形和下降波形代表不同的工作模态，且第二控制器的工作点分别施加在如图15所示的两端点处，为了保证与第二控制器的同步工作，需要彼此独立的两个参考指令dp1和dp2。令hdp1＝1表示dp1大于载波的情况，hdp2＝1表示dp2大于载波的情况；hdp1＝0表示dp1小于载波的情况，hdp2＝0表示dp2小于载波的情况；bm＝1表示蓄电池处于供电模式；bm＝0表示蓄电池处于充电模式；当处于dp1作用时间时，有如下真值表：
表2
由此可以得到第三双向全桥电路的开关管驱动信号q1～q4为：
同理，当处于dp2作用时间时，有如下真值表：
表3
由此可以得到此时的第三双向全桥电路的开关管驱动信号q1～q4为：
以上为第三控制器的主要工作原理。
具体地，本实施例所设置的第四控制器，主要负责光伏电池的最大功率点追踪控制；最大功率点跟踪方法有恒压跟踪法、电导增量法和干扰观测法等；本实施例采用恒压跟踪法；恒压跟踪法具有实施简单，对控制器硬件要求低等优点，其工作原理是通过控制光伏电池组件的端电压维持在开路电压的80％左右，以实现相对较高的输出功率；参见图16，最大功率点一般可认为在开路电压的80％左右。图17所示为第四控制器的详细结构图。预先设定的光伏端口电压参考值与实际光伏端口电压vpv之间的误差值，通过pi控制器输出控制mosfet开关管s7、mosfet开关管s8来实现最大功率点跟踪输出的功能。
具体地，本实施例所设置的第五控制器，主要负责吸收直流母线电容上的交流纹波，以减小直流母线电容容值，从而可以减小系统体积，进一步提高系统的功率集成度；参见图18所示为第五控制器的详细结构图；具体地，直流母线电容上的交流功率主要由第一双向全桥电路中的电网提供，为：
其中pg为电网提供总功率，igm为电网电压的幅值，w为电网的工作角频率，忽略其中的直流分量后的交流功率pac为：
因此第二boost电路作为有源功率解耦电路，需要将该交流功率完全由有源功率解耦电容吸收，因此第二boost电路向直流母线电容输送的目标电流iapd_ref为：
因此利用滞环控制可以控制第二boost电路输出跟踪给定的有源功率解耦电流；第二boost电路的滞环控制通过控制mosfet开关管s8和mosfet开关管s9来实现：
(1)当mosfet开关管s9导通，mosfet开关管s8关断，此时由基尔霍夫定律可得：
lapd为有源功率解耦电感，vapd为有源功率解耦电容电压。vapd为正，此时可控制有源功率解耦电流iapd增加。
(2)当mosfet开关管s8导通，mosfet开关管s9关断，此时由基尔霍夫定律可得：
在vapd<vbus的前提下可控制有源功率解耦电流iapd减小；由此可以通过控制mosfet开关管s8和mosfet开关管s9来实现对给定电流的跟踪功能。
与第一控制器类似，本实施例通过实时控制滞环比较器的带宽大小，可同样实现第五控制器中的固定频率的滞环比较控制。参见图19，在δt1时间段内，由基尔霍夫定律可得：
即：
在δt2时间段内，由基尔霍夫定律可得：
即：
因此可以得到一个滞环周期ts为：
故可以得到滞环比较器的带宽与滞环周期之间的关系：
由此可以根据预设的开关频率和电压反馈值来调整滞环比较器的带宽，实现固定频率的滞环控制；参见图20为通过变带宽固定频率滞环控制输出的有源功率解耦电流的谐波分析图，可知在设定开关频率为50khz时，有源功率解耦电流的主要谐波成分为50khz，验证了本实施例采用的变带宽实现固定频率滞环输出的有效性。
显然地，第四控制器和第五控制器需要同时使用开关管s8来实现彼此功能，同样需要第二逻辑运算器来协调工作。令hp作为第四控制器独立工作时控制开关管s7的驱动信号，ha作为第五控制器独立工作时控制开关管s9的驱动信号；下面有两种控制思路：
(1)确保第四控制器正常工作，牺牲第五控制器的一部分性能；则有以下真值表：
表4
则有以下开关管的驱动信号s7～s8表达式：
(2)确保第五控制器正常工作，牺牲第四控制器的一部分性能；则有以下真值表：
表5
则有以下开关管的驱动信号s7～s8表达式：
本实施例采用第一种控制方法，原因是：光伏的最大功率点跟踪控制影响系统的能量传输效率，比较重要；且一般光伏电池组件输出电压较低，其控制信号hp为1的占空比接近于1，使得第五控制器的性能不会有很大影响；且第五控制器采用滞环控制，采用该控制方法后，对其的影响是会在一种减小状态量的工作模态下继续增长状态量，相当于增加了滞环控制的带宽上限，当维持时间不长的前提下，该影响对滞环控制的输出性能影响较小。
本实施例利用plecs搭建了仿真模型，并进行了相应的实验验证；参见表6，为本实施例仿真所采用的电气元器件参数。
表6
由于本实施例所设置的多端口变换器具有两个双向端口(电网端口和蓄电池端口)、一个输入端口(光伏电池组件端口)和一个输出端口(直流负载端口)以及用于减小直流母线电容电压交流纹波的有源功率解耦电路等多种功能端口，如表7所示，提供了单输入单输出、双输入单输出、三输入单输出、双输入双输出、单输入双输出和单输入三输出等六种工作模式，且同时可实现有源功率解耦功能，如表8所示。
表7
因此，本实施例将基于上述六种工作模式和有源功率解耦功能分别进行仿真实验。具体地，单输入单输出工作模式以单输入单输出工作模式#1为仿真实施例；双输入单输出工作模式以双输入单输出工作模式#1为仿真实施例；三输入单输出工作模式以唯一的工作模式为仿真实施例；双输入双输出工作模式以双输入双输出工作模式#1为仿真实施例；单输入双输出工作模式以单输入双输出工作模式#1为仿真实施例；单输入三输出工作模式以唯一的工作模式为仿真实施例。
表8
参见图21为光伏电池组件发生突变时的输出功率示意图，具体地，仿真设置光照强度在1s之前为0，光伏电池组件输出功率为0，此时设置蓄电池不工作，只有电网端口工作，即单输入单输出工作模式#1；1s后光照强度突变为1000w/m2，输出功率为240w左右，实现了光伏电池组件的最大功率点跟踪输出，且此时多端口变换器处于双输入单输出的工作模式#1；图22所示为负载输出电压波形，易知光照强度的突变并未对输出电压造成太大影响，这是因为电网输入端口的稳压功能，也体现出了多端口变换器鲁棒性强的特点；图23所示为并网电流峰值参考值在光照强度突变前后的变化曲线，图24所示为并网电流在光照强度突变前后波形变化示意图，分析可知在光伏电池作为输入端口后，并网电流峰值由3.21a降至1.68a，因此电网端口所需输出功率可以得到减小；图25所示为直流母线电容电压在光照强度突变前后波形，分析发现，在发生光照强度突变后，经过较小的超调，直流母线电容电压可以快速调整，稳定在400v左右。
参见图26所示则为在蓄电池以供电模式投入工作后的并网电流峰值示意图，图27所示则为在蓄电池以供电模式投入工作后的并网电流波形示意图；保持光照强度不变，在蓄电池以供电模式投入工作后，此时多端口变换器处于三输入单输出工作模式，并网电流峰值由1.68a降至1.6a；图28所示为蓄电池投入供电工作时的工作示意图。
类似地，双输入双输出工作模式#1指光伏电池端口和电网端口为输入端口、蓄电池处于充电模式的工作模式。参见图29所示则为在蓄电池以充电模式投入工作后的并网电流峰值示意图，图30所示则为在蓄电池以充电模式投入工作后的并网电流波形示意图；保持光照强度不变，在蓄电池以充电模式投入工作后，此时多端口变换器处于双输入双输出工作模式，并网电流峰值由1.6a升至1.73a；图31所示为蓄电池投入充电工作时的工作示意图。
同样地，单输入双输出工作模式#1即指光伏电池端口不工作，电网端口为输入端、蓄电池处于充电模式的工作模式。参见图32所示则为在蓄电池以充电模式投入工作后的并网电流峰值示意图，图33所示则为在蓄电池以充电模式投入工作后的并网电流波形示意图；在光伏电池端口不工作，蓄电池以充电模式投入工作后，此时多端口变换器处于单输入双输出工作模式，并网电流峰值由1.73a升至3.5a。
相似地，单输入三输出工作模式即指光伏电池端口工作，电网端口为输出端、蓄电池处于充电模式的工作模式；此时可通过串联5个光伏电池阵列来提高光伏端口的输入功率，以同时为电网端口、负载端口和蓄电池端口提供功率；参见图34所示则为在电网端口作为输出端口、蓄电池以充电模式投入工作后的并网电流峰值示意图，图35所示则为在电网端口作为输出端口、蓄电池以充电模式投入工作后的并网电流波形示意图；在光伏电池端口工作，且向电网输送功率，蓄电池以充电模式投入工作后，此时多端口变换器处于单输入三输出工作模式，并网电流峰值由1.73a降至-4.2a；图36所示为直流母线电容电压波形，超调量约为8.75％，满足基本设计要求；图37所示为负载输出电压波形，稳态误差约为0.05v满足设计要求。
最后，通过在双输入单输出工作模式下，关闭有源功率解耦功能，得到图38所示的并网电流峰值对比示意图和图39所示的直流母线电容电压对比波形图；显然，第二boost电路的有源功率解耦功能起到了吸收直流母线电容交流功率的作用，使得直流母线电容上的交流纹波由7v降低至0.5v。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包括：在本发明的保护范围之内。
- 还没有人留言评论。精彩留言会获得点赞！