一种适用于LLC谐振电路的低损耗同步整流控制方法及系统

本发明涉及开关电源，尤其涉及一种适用于llc谐振电路的低损耗同步整流控制方法及系统，属于发电、变电或配电的技术领域。

背景技术：

现代电力电子技术中，dc-dc变换器电路拓扑结构种类较多，而谐振变换器电路拓扑具有易实现软开关的特点，因此在高功率密度和高效率的开关电源中应用广泛。直流电源电压经过逆变网络变换成交流方波电压，再经过谐振网络转变成谐振量，最后经过整流滤波电路输出需要的电压等级的直流电压，实现dc-dc变换。

随着开关电源市场竞争日益激烈和用户需求日益提高，dc-dc变换器有时需要较高的功率密度以满足用户的需求，但在同样的效率下，dc-dc变换器功率密度越高，其单位体积散发的热量就越多，不利于变换器散热处理。因此，若需要提高dc-dc变换器的功率密度，在散热条件受限的情况下，必须进一步提高其工作效率。llc变换器在固态变压器等需要高效隔离直流到直流转换的大功率应用中越来越受欢迎，这种流行可以归因于它的效率和易于扩展。

同步整流是一种提高dc-dc变换器效率的技术，尤其是在低电压、大电流应用场合，其效果更为显著。同步整流技术是通过采用导通电阻较小的mos管代替dc-dc变换器中的整流二极管，从而提高效率。同步整流技术对于提高dc-dc变换器效率的作用毋庸置疑，但由于其整流管采用mos管替代二极管，因此电路设计时还需要设计mos管的驱动电路，增加了电路的复杂度。同时，同步整流采用的mos管价格成本往往都要高于二极管，因此在设计dc-dc变换器时应综合考虑效率和成本的问题。

同步整流管主要有两种驱动方式，电流型驱动方式与电压型驱动方式。电流型驱动的工作原理是根据流过同步整流管的电流情况，经过一定判断转换后向同步整流管提供驱动信号。当检测到流过同步整流管的电流时，开通同步整流管；当流过同步整流管的电流下降为零时，关断同步整流管。因此，电流型驱动不会发生传统型外驱动以及电压型驱动的能量回流情况，是一种较为理想的同步整流驱动方式。电流型驱动最大的问题在于其电路中需要用到电流检测电路，增加了电路的复杂度和变换器的体积。

电压型驱动是使用同步整流管的导通电阻为电流分流，检测漏极到源级的电压vds，从而产生驱动信号。基于这种方法开发了许多驱动芯片来简化同步整流驱动。然而，实际测出来的vds实际上是导通电阻电压降和封装的感应电压降的总和。由pcb布线引入的寄生电感将导致相当大的占空比损耗。因此，同步整流管会比预期的关断时间关得更早，导致同步整流管关断时仍有电流通过，从而导致额外的导通损耗。而且由于mos管的检测阈值的额定电压只有几毫伏。因此，即使是由电路寄生参数引起的很小的过零振铃也可能导致假的驱动信号。

为了实现llc谐振变换器同步整流mos管的恰好关断，采用自适应同步整流方案控制同步整流mos管的开关状态是一种可行方案。现有的自适应同步整流方案有以下三种：（1）通过采集同步整流mos管上通过的电流控制同步整流mos管的关断时刻，该方案实时采集同步整流mos管上通过的电流，存在损耗大的缺陷；（2）通过比较同步整流mos管漏源电压的采集值与阈值确定同步整流mos管的体二极管是否导通，进而控制同步整流管的开通和关断时间，该方案下，同步整流mos管的体二极管在导通和关断的状态下切换，导通的二极管增大损耗；（3）根据llc变换器原边开关管开关频率的变化趋势调整副边同步整流mos管导通时间的趋势，该方案需在每个开关周期内实时采集同步整流mos管的漏源电压且在每个周期内都需要根据漏源电压进行一次最佳关断状态的判断，存在损耗大以及整个控制过程需要多次采样的缺陷。

技术实现要素：

本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供一种适用于llc谐振电路的低损耗同步整流控制方法及系统，通过一次采样即可获得整个整流过程所需的信息，自适应调整同步整流管关断点，实现快速精确采样以及低损耗同步整流的发明目的，解决了现有llc自适应同步整流方案存在损耗大以及需要多次采样的技术问题。

本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：

一种适用于llc谐振电路的低损耗同步整流控制方法，在同步整流管两极之间并联采样模块，在包含一个同步整流管关断点的时间窗口到来时采样时间窗口内关断点对应的同步整流管的当前周期关断电流；比较当前周期关断电流在采样模块上产生的电压信号与关断阈值得到同步整流管关断状态的识别结果；在时钟信号到达初始预设关断点时输出关闭同步整流管的控制信号，在同步整流管关断状态为提前关断时对当前周期预设关断点进行加时操作得到之后至少一个周期的预设关断点，在同步整流管关断状态为较晚关断时对当前周期预设关断点进行减时操作得到之后至少一个周期的预设关断点，在同步整流管关断状态为恰好关断时维持当前周期预设关断点的取值不变。

一种适用于llc谐振电路的低损耗同步整流控制系统，包括：采样模块、检测窗口模块、模式检测模块以及自适应控制同步整流管关断模块，该控制系统与开关电源主结构中受控的同步整流管连接起来构成一个闭环。

采样模块包括采样电路和采样量转化模块。采样电路为一个阻值远大于同步整流管导通电阻的采样电阻与一个采样电容串联构成的支路，该支路与同步整流管相并联，支路的一端接同步整流管的源端，支路的另一端接同步整流管的漏端。初始采样量为同步整流管关断时的电流值，利用大电阻将电流转换为较容易读取的电压值。该采样电路只需要两个无源器件即可实现，电路简单，且无需特别地设计电阻与电容的参数值，不需要实现补偿的功能。当同步整流管导通时，由于同步整流管的导通电阻远小于采样电路的电阻值，此时电流基本上从同步整流管中流过，采样电路上无电流，采样电路不工作，即采样电路只在同步整流管关断时执行采样操作。因此采样电路的损耗被大幅降低，实现低损耗采样。采样量转化模块则将同步整流管关断电流转换为易于采集的电压vsamp。

检测窗口模块用于在设立的两个检测窗口a和b开启时间内分别对两个同步整流管的关断状态进行检测。由于llc电路中副边两同步整流管的导通时间互补，因此设置两个检测窗口的开启时间也互补。设置检测窗口a的开启时长为半个周期，使其包含一个同步整流管的关断点即可，检测窗口b的开启时间则为剩余时间。对于检测窗口开启时间的设置，只需使其能检测到同步整流管的关断点即可。

模式检测模块用于根据电压vsamp与正负压阈值的关系判断同步整流管的开关状态。若同步整流管提前关断，由于仍有电流流过，同步整流管的体二极管将会导通，导致采样电路的采样电阻检测到小幅度负压；若同步整流管较晚关断，此时会出现电流倒灌现象，导致采样电路采样得到大幅度正压；当同步整流管恰好关断时，由于电路寄生电感的影响，关断时电流会产生振荡，导致采样电路采样得到小幅正压。因此，通过检测预设关断时刻采样电阻上的采样电压值，即可判别此时同步整流管的关断状态。此模式对噪声不敏感，同时根除了体二极管可能带来的影响。同时，三种情况下采样电路得到的电压值幅度都较大，易于采样判别。

模式检测模块预设有两个同步整流管的初始关断点为point1与point2，预设检测窗口a包含关断点point1，检测窗口2包含关断点point2。在两个检测窗口内分别对两个同步整流管的关断电电流采样值进行检测。模式检测模块根据关断点检测结果识别同步整流管的关断状态，通过电压比较模块和模式判别模块实现。

由模式检测模块的描述可知，采样电路采集的电压vsamp一共有三种状态：小幅负压、小幅正压以及大幅正压。设计两个电压比较器a与b，阈值分别为vth1与vth2，且vth1<0<vth2。当采样电压vsamp通过比较器后，比较器将会输出数字量0和1。当采样电压值小于vth1时，比较器a输出1，反之输出0；当采样电压值大于vth2时，比较器b输出1，反之输出0。从而可能得到三种对应的状态，状态10：采样电压为负压，同步整流管提前关断；状态01：采样电压为大幅正压，同步整流管关断较晚；状态00：采样电压为小幅正压，同步整流管恰好关断。状态11为错误状态，当检测到此状态后，本次循环内不进行任何操作。模式判别模块，将两个比较器的输出分别连接至一个sr触发器的输入端，则构成一个四状态的状态机。当同步整流管导通时，采样电路不工作，采样输出为0，则状态机的输出始终为00。当循环内计数值count计到预设关断点turn-off-point值时，同步整流管执行关断操作，若提前关断，则采样电路检测到小幅负压，状态机下一个状态也随之由00转化为10。状态机输出端将改变的状态量10传递给自适应调整模块，自适应调整模块检测得到10状态后，对关断点预设值turn-off-point执行+1操作，并将修改后的值存在寄存器内作为下一周期的新预设关断点值，同时将操作标志符done由0改为1，表示该周期内已经完成修改操作。在该循环周期之后的计数时间内，比较器仍在不停工作，但由于操作标志符已经置为1，自适应调整模块不再对关断点预设值进行修改。若同步整流管较晚关断，也有相同的控制过程，对关断点预设值进行-1操作，记为下一循环的预设关断点值。当检测到恰好关断时，由于检测状态一直为00，不改变turn-off-point的值；若电路在该周期内出现逻辑错误，检测得到11状态量值，也不进行任何操作，直接进入下一周期工作。如果连续3个循环周期内检测到状态量11，则循环停止。对于另一个同步整流管的检测过程也类似，会在另一个检测窗口周期内进行。在模式判别模块中，两个sr触发器的复位端均为两个触发器输出端相与的值q0q1。因此，当检测到有效状态10/01后，复位端也同时变为0，将触发器复位，使之后的采样信号失效，从而实现电路与控制代码的双重关断保障，保证采样得到第一个电压变化尖峰而不是之后的无效尖峰。且该控制方案的采样速度很快，只需采样第一个采样状态量即可完成检测。并且通过操作标志符done滤除第一次采样之后的采样操作。

本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：

（1）本发明降低了同步整流电路的损耗，由于同步整流管的导通电阻远小于rc采样电路中的电阻值，因此同步整流管导通时电流基本上从整流管中流过，采样电路上无电流，采样电路不工作。即采样电路只在同步整流管关断时执行采样操作，因此采样电路的损耗被大幅降低，实现低损耗采样。

（2）本发明中的采样模式通过采样关断电流，并通过采样电路转化为较大的电压值进行采样，既避免了电压采样易受噪声影响的问题，也避免了电流采样所导致的电路复杂化与体积增大等问题，采样结果精确稳定且体积小电路简单。

（3）本发明采用了电压模式判别的方案，通过判别不同情况下的电压值来相应地判别此时同步整流管的关断状态，此判别方式简单准确，模式判别效率很高。

（4）本发明采用电路与代码的双重控制保障，状态机经过一次状态量变换后就复位，同时循环内经过一次修改操作后就将操作标志符done置1，保证采样得到第一个电压变化尖峰而不是之后的无效电压尖峰，即整个循环过程中只需采样一次即可，实现了快速采样，提升了效率。

附图说明

图1是本发明控制系统的结构框图。

图2是本发明采样电路的电路图。

图3是本发明模式检测模块的电路图。

图4是本发明采用的自适应控制方案的流程图。

图5是本发明同步整流系统与llc谐振变换器组成的闭环电路的结构图。

图6是图5所示闭环结构在稳定状态时的输出电压的仿真图。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。

参看图1，本发明的同步整流系统为采样模块、检测窗口模块、模式检测模块以及自适应调整模块构成的控制系统，该控制系统与受控的同步整流管连接起来构成一个闭环。

如图2所示，采样模块包括采样电路和采样转化模块，采样电路由一个电阻采样r与一个采样电容c串联构成。采样电路与同步整流管相并联，一端接整流管的源端，另一端接整流管的漏端。初始采样量为同步整流管关断时的电流值，利用采样转化模块将同步整流管关断时流经采样电阻的电流转换为较容易读取的电压值vsamp。

检测窗口模块包括两个检测窗口，在两个检测窗口的开启时间内分别对两个同步整流管的关断状态进行检测，即llc谐振电路副边的两个同步整流管的关断时刻分别包含于两个检测窗口时间内。由于llc谐振电路副边两个同步整流管的导通时间互补，因此所设置的两个检测窗口的开启时间也互补。预设两个同步整流管的初始关断点分别为point1与point2，预设检测窗口a包含关断点point1，检测窗口2包含关断点point2。在两个检测窗口内分别对两个同步整流管的关断电电流及采样电压进行检测。

模式检测模块由采样电压比较模块与模式判别模块组成。若同步整流管提前关断，由于仍有电流流过，同步整流管的体二极管将会导通，导致采样电路的电阻检测到小幅度负压；若同步整流管较晚关断，此时会出现电流倒灌现象，导致采样电路采样得到大幅度正压；当同步整流管恰好关断时，由于电路寄生电感的影响，关断时电流会产生振荡，导致采样电路采样得到小幅正压。因此，通过检测预设关断时刻采样电阻上的采样电压值，即可判别此时同步整流管的关断状态。下面以单个同步整流管为例进行解释说明。因此在电路中设计两个电压比较器a与b，阈值分别为vth1与vth2，且vth1<0<vth2。当采样电压vsamp通过比较器后，比较器将会输出数字量0和1。当采样电压值小于vth1时，比较器a输出1，反之输出0；当采样电压值大于vth2时，比较器b输出1，反之输出0。将两个电压比较器的输出分别连接至两个触发器的输入端，则构成一个四状态的状态机。从而可能得到三种对应的状态，状态10：采样电压为负压，同步整流管提前关断；状态01：采样电压为大幅正压，同步整流管关断较晚；状态00：采样电压为小幅正压，同步整流管恰好关断。当同步整流管导通时，采样电路不工作，采样输出为0，则状态机的输出始终为00。模式检测模块的电路图如图3所示。

自适应控制sr关断模块的核心为s-function模块，当s-function循环内计数值count计到预设关断点turn-off-point值时，同步整流管执行关断操作。若同步整流管提前关断，则采样电路检测到小幅负压，状态机下一个状态也随之由00转化为10。状态机输出端将改变的状态量10传递给寄存器，寄存器内的存储值随即改变。当检测到寄存器内改变后的10状态量后，s-function对关断点turn-off-point的预设值执行+1操作，并将修改后的值存在寄存器内作为下一周期的新预设关断点值，同时将s-function内的操作标志符done由0改为1，表示该周期内已经完成修改操作。在该循环周期之后的计数时间内，电压比较器仍在不停工作，但由于操作标志符已经置为1，控制器不再对关断点值进行修改。若同步整流管较晚关断，也有相同的控制过程，对关断点值进行-1操作，记为下一循环的预设关断点值。当检测到恰好关断时，由于检测状态一直为00，不改变turn-off-point的值；若电路在该周期内出现逻辑错误，检测得到11状态量值，也不进行任何操作，直接进入下一周期工作。如果连续多个循环周期内检测到状态量11，则循环停止。对于另一个同步整流管的检测过程也类似，会在另一个检测窗口周期内进行。

如图2所示，该采样电路只需要两个无源器件即可实现，电路简单。且由于采样电路不需要实现补偿的功能，因此无需特别地设计电阻与电容的参数值。当同步整流管导通时，由于同步整流管的导通电阻远小于采样电路的电阻值，此时电流基本上从整流管中流过，采样电路上无电流，采样电路不工作。即采样电路只在同步整流管关断时执行采样操作。因此采样电路的损耗被大幅降低，实现低损耗采样。

如图3所示，通过采样得到的不同情况下的电压值：负压，小幅正压，大幅正压，来相应地判别此时同步整流管的关断状态。此判别方式简单准确，模式判别效率很高。此判别模式对噪声不敏感，同时根除了体二极管可能带来的影响。在模式检测电路中，两个sr触发器的reset复位端的输入均为两个触发器输出端相与的值q0q1。因此，当检测到有效状态10/01后，复位端也同时变为0，将触发器复位，使之后的采样信号失效，保证采样得到第一个电压变化尖峰而不是之后的无效尖峰。因此该控制方案的采样速度很快，只需采样第一个采样状态量即可完成检测。

参看图4，当自适应控制sr关断模块检测到状态值不变时，循环继续且不进行任何修改操作；当检测到状态值改变为10与01这两个有效状态时，便会相应修改同步整流管关断点turn-off-point的值，并将操作标志符done置为1；当检测到11无效状态时，循环中断，需检查电路与系统。当自适应控制模块的操作标志符done变为1后，表示本次循环内已经进行过修改操作，不论之后检测到状态量会发生何改变，都不再进行第二次操作，即滤除第一次采样之后的采样操作，只需单次采样即可实现功能，加快了采样速度；并且通过触发器复位端与操作标志符置1的双重关断操作，保证采样得到第一个电压变化尖峰而不是之后的无效尖峰。

图5为有本发明的llc谐振变换器的闭环电路结构图。本发明的同步整流系统也可用于其它类型的开关电源电路结构。llc谐振变换器的实例的输入为380v，输出为30v。谐振电感大小为1.585mh，谐振电容大小为16nf，励磁电感大小为8mh，变压器匝比为110/8/1。llc谐振变化器通过对同步整流管的输出电流进行采样，利用采样转化模块转化为易检测的电压值。将采样电压vsamp与设定好的阈值电压进行比较，得到相应的状态量。当状态量为10时，表示提前关断，需要对同步整流管关断点执行+1操作；当状态量为01时，表示较晚关断，需要对同步整流管关断点执行-1操作；当状态量为00时，表示恰好关断；当状态量为11时，表示发生错误，循环停止。

图6为采用本发明自适应控制方法时稳态下的输出电压与输出电流波形图。可见，将本发明的同步整流系统用于llc谐振电路时，输出电流io的相位跟随输出电压vo，即，本发明达到了良好的同步整流效果。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明，在此描述的本发明可以有许多变化，这种变化不能人为偏离本发明的精神和范围。因此，所有对本领域技术人员显而易见的改变都应包括在本权利要求书的涵盖范围之内。