宽输入电压范围非隔离高变比DC/DC变换器

宽输入电压范围非隔离高变比dc/dc变换器
技术领域
1.本发明涉及dc/dc变换器的技术领域，尤其是指一种宽输入电压范围非隔离高变比dc/dc变换器。


背景技术：

2.随着技术的发展与进步，云计算、物联网、大数据等新兴的行业蓬勃发展，对电源的需求也与日俱增，行业中的服务器用到的电源，更是要求越来越高的功率密度与效率，更低的供电电压与更大的供电电流，高功率密度可以减小电源的体积节省使用空间，高效率可以减少能源损耗，节能减排，助理国家实现“碳中和”的目标。
3.目前，服务器电源普遍采用48v的中间总线架构，该48v由服务器主板上进行的功率变换而来，已经进行了电压隔离。现有的技术方案多采用两级电压变换的架构，中间先经过一次电压变换稳压到12v，再进行一次电压变换到所需的3.3v、1.2v等低电压，此处的两级电压变换会增加系统电能损耗从而降低系统的效率，提高系统的体积从而降低功率密度。并且为了提高变换器的电压变比，第一次电压变换往往需要采用隔离型dc/dc变换器，隔离型dc/dc变换器需要额外使用变压器，增加了系统的体积与电能损耗，降低了效率与功率密度，而且前级电源已实现隔离，此处无隔离需要。无变压器的非隔离dc/dc变换器无法实现高变比；传统的开关谐振腔变换器需要大量的开关管构成高级数的dc/dc变换器来实现高变比，并且这类高变比dc/dc变换器一般处于不调压的开环运行状态，对输入电压波动、负载功率波动的抗扰性较差。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供了一种宽输入电压范围非隔离高变比dc/dc变换器，该变换器只包含电容、电感和开关管器件，无隔离变压器，减少了电能损耗，提高了电源效率，减少了磁性元件的使用，减小了电源体积提高了功率密度；与传统的开关谐振腔变换器相比，减小了体积与器件使用数量，采用3级变换单元即可实现40v到3.3v的电压变换，采用4级变换单元即可实现40v到1.2v的电压变换，除此之外，本发明通过前级调压电路对输入电压进行调压处理，使得系统可以抵抗电源电压的波动与宽范围变化，为负载提供稳定可调的输出电压，同时通过高频补偿电路对系统进行高频功率波动补偿，提高了输出电压的快速动态响应能力，减少了输出电压的波动。
5.为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：宽输入电压范围非隔离高变比dc/dc变换器，该变换器包含前级调压电路、非隔离n级高变比dc/dc变换器、高频补偿电路以及控制系统，其中非隔离n级高变比dc/dc变换器是由n级变换单元构成的n级变换器，n为大于或等于2的整数；
6.前级调压电路为由开关管与无源元件构成的非隔离变换单元，包括开关管、二极管、电容和电感这些元件，上述元件均包含第一端与第二端，开关管的第一端电连接二极管的第二端与电感的第一端，开关管的第二端电连接输入电源的负极，电感的第二端电连接
输入电源的正极与电容的第二端，电容的第一端电连接二极管的第一端与n级变换器的正输入端，该n级变换器的接地端电连接输入电源的负极；通过控制前级调压电路中的开关管的导通时间与关断时间，实现电压增益的调节，从而抵抗电源侧输入电压的波动以及调整n级变换器输入电压，继而在负载侧得到稳定的输出电压；
7.高频补偿电路包括输入端、输出端与接地端，该输入端电连接输入电源的正极，或者电连接n级变换器的正输入端，或者电连接n级变换器中的任意一级第一类基本变换单元的输出端口；高频补偿电路的输出端电连接负载的正极，高频补偿电路的接地端电连接输入电源的负极；
8.控制系统提取电压误差值中的高频分量，用于控制高频补偿电路的工作状态与电流流向；高频补偿电路只在dc/dc变换器处于不稳定的暂态或状态切换瞬间时工作，当负载功率发生变化或负载功率与变换器输出功率不匹配导致实际输出电压波动时，该高频补偿电路补偿高频功率波动，提高dc/dc变换器的暂态响应，在dc/dc变换器处于稳态时停止工作，不进行电能变换。
9.优选的，控制系统集成采样单元、高通滤波器、控制单元与调制单元，采样单元包括电流采样、电压采样；高通滤波器提取电压误差值中的高频分量，高通滤波时间常数根据电路指标需求进行调整；控制单元采用模拟或数字控制算法，产生调制信号；调制单元将调制信号转换为控制开关管导通与关断的驱动信号，通过驱动信号实现对电路工作状态的控制；
10.额定输出电压值v
ref
与实际输出电压值v
out
的差值进入高通滤波器进行频域分解，该高通滤波器的输出量i
tran
与输入量的传递函数关系为：
[0011][0012]
其中，t表示高通滤波时间常数，s为频域计算中的一个复变量；
[0013]
该输出量i
tran
作为高频补偿电路的输出电流参考值，与高频补偿电路的实际输出电流值ih的差值进入控制单元，得到用于控制高频补偿电路工作状态的调制信号；
[0014]
前级调压电路的输出电流参考值i
avg
的计算式为：
[0015][0016]
该参考值i
avg
与前级调压电路的实际输出电流值i
l
的差值进入控制单元，得到用于控制前级调压电路工作状态的调制信号。
[0017]
优选的，高频补偿电路由一个半桥电路和一个lc滤波电路构成，该半桥电路由互补运行的第一开关管以及第二开关管构成，包含第一端、第二端以及中点，第一开关管电连接半桥电路的第一端与中点，第二开关管电连接半桥电路的第二端与中点；lc滤波电路由滤波电感和滤波电容构成，包含第一端、第二端以及中点，滤波电感电连接lc滤波电路的第一端与中点，滤波电容电连接lc滤波电路的第二端与中点；半桥电路的第一端为高频补偿电路的输入端，电连接输入电源的正极，半桥电路的中点电连接lc滤波电路的第一端，半桥电路的第二端为高频补偿电路的接地端，lc滤波电路的中点为高频补偿电路的输出端，lc滤波电路的第二端电连接高频补偿电路的接地端，输入电源的负极电平值与负载的负极电平值相等；lc滤波电路的滤波电感与滤波电容的取值越小，高频补偿电路的截止频率越高，
从而具有更快的响应速度；高频补偿电路的截止频率需要大于前级调压电路的截止频率。
[0018]
优选的，n级变换器的第1级变换单元采用第一类基本变换单元，除第1级变换单元外的其它变换单元采用第一类基本变换单元或第二类基本变换单元，所述第一类基本变换单元与第二类基本变换单元均包含的部分有：
[0019]
输入端口；
[0020]
输出端口；
[0021]
第一谐振腔，包含第一端以及第二端；
[0022]
第二谐振腔，包含第一端以及第二端，该第二谐振腔的第一端电连接输出端口；
[0023]
第一半桥电路，包含第一端、第二端以及中点，该第一半桥电路的中点电连接第一谐振腔的第一端，该第一半桥电路的第一端电连接输入端口，第二端电连接输出端口；
[0024]
第二半桥电路，包含第一端、第二端以及中点，该第二半桥电路的中点电连接第一谐振腔的第二端，该第二半桥电路的第一端电连接输出端口，第二端电连接接地端口；
[0025]
第一类基本变换单元的第二谐振腔的第二端电连接接地端口，第二类基本变换单元还包含：
[0026]
第三半桥电路，包含第一端、第二端以及中点，该第三半桥电路的中点电连接第二类基本变换单元的第二谐振腔的第二端，该第三半桥电路的第一端电连接低一级变换单元的输出端口，第二端电连接接地端口；
[0027]
n级变换器中第1级变换单元的输出端口电连接负载的正极，除第1级变换单元外的其它变换单元的输出端口电连接低一级变换单元的输入端口，第n级变换单元的输入端口为n级变换器的正输入端，该正输入端电连接前级调压电路的电容的第一端以及二极管的第一端，其中n级变换器的接地端电平值、负载的负极电平值与接地端口的电平值相等；
[0028]
非隔离n级高变比dc/dc变换器的输入电压与输出电压的变比值为固定值，该变比值与级数n、变换器的接线方式、组成变换器的基本变换单元类型有关，最大变比值与n有关，满足如下规律：2级变换单元实现5倍变比，3级变换单元实现13倍变比，当n》3时，变比值为第n-1级实现的变比值至第2级实现的变比值的逐项累加，再加上第n-1级实现的变比值，再加3。
[0029]
优选的，第一谐振腔由电感和电容构成，该电感与电容串联电连接。
[0030]
优选的，第二谐振腔由电感和电容构成，该电感与电容串联电连接，或者仅由电容构成。
[0031]
优选的，所述第一半桥电路由互补运行的第一开关管以及第二开关管构成，第一开关管的第一端电连接第二开关管的第二端以及第一半桥电路的中点，第一开关管的第二端电连接第一半桥电路的第二端，第二开关管的第一端电连接第一半桥电路的第一端；所述第二半桥电路由互补运行的第三开关管以及第四开关管构成，第三开关管的第一端电连接第四开关管的第二端以及第二半桥电路的中点，第三开关管的第二端电连接第二半桥电路的第二端，第四开关管的第一端电连接第二半桥电路的第一端；所述第三半桥电路由互补运行的第五开关管以及第六开关管构成，第五开关管的第一端电连接第六开关管的第二端以及第三半桥电路的中点，第五开关管的第二端电连接第三半桥电路的第二端，第六开关管的第一端电连接第三半桥电路的第一端。
[0032]
优选的，第1级变换单元至第n级变换单元的所有第一开关管、所有第三开关管以
及由第二类基本变换单元所构成的每一级变换单元的第六开关管是同时导通及同时关断，第1级变换单元至第n级变换单元的所有第二开关管、所有第四开关管以及由第二类基本变换单元所构成的每一级变换单元的第五开关管是同时导通及同时关断；不考虑死区时间的情况下，每个开关管的导通和关断的占空比为50％。
[0033]
优选的，第1级变换单元至第n级变换单元中的每一级变换单元的所有开关管是变频或定频工作。
[0034]
本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：
[0035]
与传统的带隔离变压器的dc/dc变换器相比，本发明去掉了变压器，只包含电容、电感和开关管器件，减小了电能损耗与磁元件的使用量，提高了变换器的效率，同时减小了变换器的体积，提高了功率密度；
[0036]
与现有的开关谐振腔变换器相比，本发明提高了输入电压与输出电压的变比，在采用同样级数变换单元的情况下，减小了开关器件与电感电容的使用数量，减小了电能损耗，提高了变换器的效率，降低了成本。
[0037]
通过前级调压电路的调压作用，能够调节n级变换器的输入电压，抵抗电源侧输入电压的波动与宽范围变化，为负载侧提供稳定可调的输出电压；同时通过高频补偿电路对系统进行高频功率波动补偿，提高了输出电压的快速动态响应能力，减少了输出电压的波动。
附图说明
[0038]
图1为本实施例的第一类基本变换单元结构示意图。
[0039]
图2为本实施例的第二类基本变换单元结构示意图。
[0040]
图3为本实施例的谐振腔结构示意图。
[0041]
图4为本实施例的半桥电路结构示意图。
[0042]
图5为本实施例的系统结构连接方式与实现框架示意图。
[0043]
图6为本实施例的当变换单元级数n取2时的具体实施例示意图。
[0044]
图7为本实施例的高通滤波器对阶跃信号进行分频解耦的效果示意图。
[0045]
图8为本实施例的采用pi控制时的控制系统实现原理图。
具体实施方式
[0046]
下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
[0047]
本实施例提供了一种宽输入电压范围非隔离高变比dc/dc变换器，该变换器包含前级调压电路、非隔离n级高变比dc/dc变换器、高频补偿电路以及控制系统；其中非隔离n级高变比dc/dc变换器是由n级变换单元构成的n级变换器，n为大于或等于2的整数，第1级变换单元采用第一类基本变换单元，除第1级变换单元外的其它变换单元采用第一类基本变换单元或第二类基本变换单元。
[0048]
控制系统提取电压误差值中的高频分量，用于控制高频补偿电路的工作状态与电流流向；高频补偿电路只在dc/dc变换器处于不稳定的暂态或状态切换瞬间时工作，当负载功率发生变化或负载功率与变换器输出功率不匹配导致实际输出电压波动时，该高频补偿
电路补偿高频功率波动，提高dc/dc变换器的暂态响应，在dc/dc变换器处于稳态时停止工作，不进行电能变换。
[0049]
如图1所示，第一类基本变换单元包括：输入端口、输出端口、第一谐振腔、第二谐振腔、第一半桥电路、第二半桥电路、接地端口。第一半桥电路的第一端电连接输入端口，第一半桥电路的第二端电连接输出端口；第一谐振腔的第一端电连接第一半桥电路的中点，第一谐振腔的第二端电连接第二半桥电路的中点；第二谐振腔的第一端电连接输出端口，第二谐振腔的第二端电连接接地端口。
[0050]
如图2所示，第二类基本变换单元包括：输入端口、输出端口、第一谐振腔、第二谐振腔、第一半桥电路、第二半桥电路、第三半桥电路。第一半桥电路的第一端电连接输入端口，第一半桥电路的第二端电连接输出端口；第一谐振腔的第一端电连接第一半桥电路的中点，第一谐振腔的第二端电连接第二半桥电路的中点；第二谐振腔的第一端电连接输出端口，第二谐振腔的第二端电连接第三半桥电路的中点。
[0051]
如图3所示，谐振腔包含第一端以及第二端，由电感和电容构成，该电感与电容串联电连接；或者仅由电容构成。
[0052]
如图4所示，半桥电路包含第一端、第二端以及中点，由互补运行的第一开关管以及第二开关管构成，开关管是变频或定频工作。
[0053]
所述n级变换器的第二半桥电路的第一端电连接输出端口，第二端电连接接地端口；第二类基本变换单元中的第三半桥电路的第一端电连接低一级变换单元的输出端口，第二端电连接接地端口。该n级变换器中第1级变换单元的输出端口电连接负载的正极，除第1级变换单元外的其它变换单元的输出端口电连接低一级变换单元的输入端口，第n级变换单元的输入端口为n级变换器的正输入端，该正输入端电连接前级调压电路的电容的第一端以及二极管的第一端，其中n级变换器的接地端电平值、负载的负极电平值与接地端口的电平值相等。
[0054]
所述n级变换器的第一半桥电路由互补运行的第一开关管q1以及第二开关管q2构成，第一开关管q1的第一端电连接第二开关管q2的第二端以及第一半桥电路的中点，第一开关管q1的第二端电连接第一半桥电路的第二端，第二开关管q2的第一端电连接第一半桥电路的第一端；第二半桥电路由互补运行的第三开关管q3以及第四开关管q4构成，第三开关管q3的第一端电连接第四开关管q4的第二端以及第二半桥电路的中点，第三开关管q3的第二端电连接第二半桥电路的第二端，第四开关管q4的第一端电连接第二半桥电路的第一端；第三半桥电路由互补运行的第五开关管q5以及第六开关管q6构成，第五开关管q5的第一端电连接第六开关管q6的第二端以及第三半桥电路的中点，第五开关管q5的第二端电连接第三半桥电路的第二端，第六开关管q6的第一端电连接第三半桥电路的第一端。
[0055]
所述n级变换器的第1级变换单元至第n级变换单元的所有第一开关管q1、所有第三开关管q3以及由第二类基本变换单元所构成的每一级变换单元的第六开关管q6是同时导通及同时关断，第1级变换单元至第n级变换单元的所有第二开关管q2、所有第四开关管q4以及由第二类基本变换单元所构成的每一级变换单元的第五开关管q5是同时导通及同时关断。在不考虑死区时间的情况下，每个开关管的导通和关断的占空比为50％。第1级变换单元至第n级变换单元中的每一级变换单元的所有开关管是变频或定频工作。
[0056]
如图5所示，前级调压电路为由开关管与无源元件构成的非隔离变换单元，包括开
关管s、二极管d、电容c和电感l，上述元件均包含第一端与第二端，开关管s的第一端电连接二极管d的第二端与电感l的第一端，开关管s的第二端电连接输入电源的负极，电感l的第二端电连接输入电源的正极与电容c的第二端，电容c的第一端电连接二极管d的第一端与n级变换器的正输入端，该n级变换器的接地端电连接输入电源的负极；通过控制前级调压电路中的开关管的导通时间与关断时间，实现电压增益的调节，从而抵抗电源侧输入电压的波动以及调整n级变换器输入电压，继而在负载侧得到稳定的输出电压；
[0057]
高频补偿电路包括输入端、输出端与接地端，该输入端可以电连接输入电源的正极，或者电连接n级变换器的正输入端，或者电连接n级变换器中的任意一级第一类基本变换单元的输出端口；高频补偿电路的输出端电连接负载的正极，高频补偿电路的接地端电连接输入电源的负极。
[0058]
如图6所示，n级变换器的n取值为2，第2级变换单元为第二类基本变换单元，高频补偿电路由一个半桥电路和一个lc滤波电路构成，该半桥电路由互补运行的第一开关管s1以及第二开关管s2构成，包含第一端、第二端以及中点，第一开关管s1电连接半桥电路的第一端与中点，第二开关管s2电连接半桥电路的第二端与中点；lc滤波电路由滤波电感l1和滤波电容c1构成，包含第一端、第二端以及中点，滤波电感l1电连接lc滤波电路的第一端与中点，滤波电容c1电连接lc滤波电路的第二端与中点；半桥电路的第一端为高频补偿电路的输入端，电连接输入电源的正极，半桥电路的中点电连接lc滤波电路的第一端，半桥电路的第二端为高频补偿电路的接地端，lc滤波电路的中点为高频补偿电路的输出端，lc滤波电路的第二端电连接高频补偿电路的接地端，输入电源的负极电平值与负载的负极电平值相等；lc滤波电路的滤波电感与滤波电容的取值越小，高频补偿电路的截止频率越高，从而具有更快的响应速度；高频补偿电路的截止频率需要大于前级调压电路的截止频率。
[0059]
控制系统集成采样单元、高通滤波器、控制单元与调制单元，采样单元包括电流采样、电压采样；高通滤波器可提取电压误差值中的高频分量，高通滤波时间常数可根据电路指标需求进行调整；如图7所示，为本实施例中的高通滤波器对阶跃信号进行分频解耦的效果示意图；控制单元采用模拟或数字控制算法，产生调制信号；调制单元将调制信号转换为控制开关管导通与关断的驱动信号，通过驱动信号实现对电路工作状态的控制。
[0060]
如图8所示，额定输出电压值v
ref
与实际输出电压值v
out
的差值进入高通滤波器进行频域分解，该高通滤波器的输出量i
tran
与输入量的传递函数关系为：
[0061][0062]
其中，t表示高通滤波时间常数，s为频域计算中的一个复变量；
[0063]
该输出量i
tran
作为高频补偿电路的输出电流参考值，与高频补偿电路的实际输出电流值ih的差值进入pi控制单元，得到用于控制高频补偿电路工作状态的调制信号，调制信号经过pwm调制模块产生控制高频补偿电路开关管的占空比dh，驱动开关管处于导通或关断状态；
[0064]
前级调压电路的输出电流参考值i
avg
的计算式为：
[0065][0066]
该参考值i
avg
与前级调压电路的实际输出电流值i
l
的差值进入pi控制单元，得到
用于控制前级调压电路工作状态的调制信号，调制信号经过pwm调制模块产生控制前级调压电路开关管的占空比d
l
，驱动开关管处于导通或关断状态。
[0067]
以上所述实施例只为本发明之较佳实施例，并非以此限制本发明的实施范围，故凡依本发明之形状、连接原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。