专利名称:电力变换装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及对于负载设备发生高次谐波补偿电流、抑制流向电源一侧的高次谐波电流的有源滤波器等进行输出电流控制的电力变换装置。
背景技术：
有源滤波器在发生高次谐波电流的负载设备的附近发生抵消高次谐波电流的高次谐波补偿电流。现有的有源滤波器检测负载电流，把该电流分离成基波电流和高次谐波电流，仅取出高次谐波电流，发生相位与其相差180度相的高次谐波补偿电流。而且，通过把该高次谐波补偿电流注入到负载的连接点，抵消负载电流的高次谐波电流，电源电流成为不包含高次谐波的正弦波。在这样的有源滤波器中，作为电力用的电流发生源使用低损失的高频PWM逆变器(例如，参照非专利文献1)。
非专利文献1
「パワ一エレクトロクス入門，电力电子入门」(第2次修订版)欧姆公司山村昌 责编 大野荣一 编著 246页-269页在现有的有源滤波器中，如以上那样使用高频PWM逆变器，因此，为了抑制流向电源一侧的高次谐波电流，需要电抗器等很大的滤波器电路，难以使有源滤波器的装置结构小型化。
发明内容本发明是为了消除上述的问题点而完成的，其目的在于得到能够进行高速、高精度的电流控制，格外减小输出一侧的滤波器电路、促进了小型化的电力变换装置。
本发明的电力变换装置具备经过电抗器在负载上连接把来自直流电源的直流电变换成交流电的多个单相逆变器的交流一侧串联连接构成的单相多路变换器，控制成根据上述多个单相逆变器的各发生电压的总和，使得输出电压成为近似正弦波的控制装置，在上述负载中供电。而且，上述控制装置具备使上述单相多路变换器的输出电流跟踪根据上述负载确定的目标电流的电流控制单元。
依据本发明的电力变换器，根据各单相逆变器的发生电压的总和控制输出电压的同时，由于输出电流被控制成跟踪目标电流，因此不需要很大的滤波器电路，促进小型化、简单化，而且可以得到能够进行高速、高精度的电流控制的电力变换装置。
图1表示本发明实施方式1的电力变换装置的主电路结构。
图2是说明本发明实施方式1的有源滤波器的动作的波形图。
图3表示本发明实施方式1的单相多路逆变器以及各单相逆变器的输出电压波形。
图4表示本发明实施方式1的电源电流波形。
图5表示本发明实施方式1的第1单相逆变器的输出电压发生定时。
图6表示本发明实施方式1的电源电流波形和第2单相逆变器的通断定时。
图7表示本发明实施方式1的电源电流波形和第2单相逆变器的通断定时。
图8是表示本发明实施方式1的逆变器驱动电路的电路图。
图9是用于驱动本发明实施方式1的第1单相逆变器的信号的时序图。
图10是用于驱动本发明实施方式1的第2单相逆变器的信号的时序图。
图11表示本发明实施方式2的电源电压波形以及第1单相逆变器的输出电压波形。
图12表示本发明实施方式2的单相多路逆变器以及各单相逆变器的输出电压波形。
图13表示本发明实施方式3的电源电压波形以及第1单相逆变器的输出电压波形。
图14表示本发明实施方式3的单相多路逆变器以及各单相逆变器的输出电压波形。
图15表示本发明实施方式4的电源电流波形和第2单相逆变器的通断定时。
图16表示本发明实施方式4的电源电流波形和第2单相逆变器的通断定时。
图17是表示本发明实施方式4的逆变器驱动电路的电路图。
图18是用于驱动本发明实施方式4的第2单相逆变器的信号的时序图。
图19表示本发明实施方式5的电力变换装置的主电路结构。
图20表示本发明实施方式6的电力变换装置的结构。
图21表示本发明实施方式7的电力变换装置的结构。
具体实施方式实施方式1以下，关于有源滤波器说明本发明实施方式1的电力变换装置。
图1表示本发明实施方式1的电力变换装置3的主电路结构，更具体地讲，在有源滤波器中使用了在作为交流电源的单相电源1与单相负载2之间并联连接的电力变换装置3。
如图所示，电力变换装置由把多个(本情况下是2个)的单相逆变器41、42串联连接的作为单相多路变换器的单相多路逆变器4构成，具备连接电抗器6，对于电源1并联连接。
单相多路逆变器4内的单相逆变器(第1单相逆变器42、第2单相逆变器41)由反向并联连接了二极管的多个IGBT(绝缘栅双极晶体管)等自消弧型半导体开关元件组成的例如全桥逆变器构成。自消弧型半导体开关元件除去IGBT以外，即使是GCT、GTO、晶体管、MOSFET等或者不具有自消弧功能的可控硅等，也可以进行强制换流动作。
第1、第2单相逆变器42、41分别具备作为独立的直流电源的例如电容器52、51，能够在任意的期间输出充电成图示极性的直流电压。
在把第2单相逆变器41的直流电压记为V1时，通过开关元件的通断组合，能够在第2单相逆变器41的输出端子之间施加{-V1、0、V1}的电压。另外，在把第1单相逆变器42的电容器电压记为V2时，根据开关元件的通断组合，能够在第1单相逆变器42的输出端子之间施加{-V2、0、V2}的电压。另外，作为直流电源除去电容器51、52以外，还能够使用可以贮存直流电的器件。
这里，第1单相逆变器42的直流电压最大，在0.5～1的范围内能够任意设定在第1、第2单相逆变器42、41的各电容器52、51上充电的电压V2、V1之比(V1/V2)。另外，V1与V2的合计值必须大于电源1的电源波峰值。
串联连接这种单相逆变器41、42的交流一侧，构成单相多路逆变器4。从而，能够在单相多路逆变器4的输出端子上施加各单相逆变器41、42的输出电压的合计值，其输出电压根据各单相逆变器41、42的输出的组合确定。具体地讲，单相多路逆变器4的输出电压成为{-(V1+V2)、-V2、-V1、0、V1、V2、(V1+V2)}。为此，具备后述的控制装置，通过适当地选择各单相逆变器41、42的输出电压，能够减小开关动作的电压幅度，即使是很小的滤波器电路(连接电抗器6)也能够输出平滑的交流波形。
在这样的电力变换装置3中，串联连接多个单相逆变器41、42，根据输出电压的组合，各电容器51、52中的充放电电力的出入量不同，而各电容器51、52的电压如以下那样被控制。直流电压最大的第1单相逆变器42的电容器2从电源一侧被供给有效电力使得电压V2成为恒定。对于第2单相逆变器41的电容器51，经过绝缘型DC-DC变换器电路7，从第1单相逆变器42的电容器52供电，控制电压V1使得成为上述预定的电压比(V1/V2)。另外，关于绝缘型的DC-DC变换器7，由使用了高频变压器的回扫变换器、正向变换器、推挽变换器等构成。
在单相逆变器41、42内的各开关元件上，分别设置未图示的栅极驱动电路，接受成为控制装置的逆变器驱动电路的信号，生成用于在开关元件的栅极上施加电压的脉冲电压。作为栅极驱动电路的结构，由于需要控制电路与功率电路的绝缘，因此使用脉冲变压器电路或者应用了光电耦合器的电路。
下面，根据图2说明有源滤波器的基本原理。图2表示有源滤波器输出的补偿电流与电源电流、负载电流的波形。
但是，一般的家电产品等由于需要在内部安装的电路上供给直流电源，因此在内部把从交流电源供给的交流电压整流成直流电压供电。作为电力变换单元，大多使用应用了二极管的整流电路，而为了得到电压脉动(波动)少的直流电压，添加电压平滑用的电容器。
在把这种电容器输入型的整流电路作为负载连接到电源上的情况下，在电源一侧流出包括具有很大峰值电流的高次谐波成分的电流。包括高次谐波成分的电流引起由馈电线阻抗产生的电压降，成为电源电压畸变的原因，例如，在大容量的情况下成为进相电容器的烧毁，小容量的情况下成为断路器误动作等障碍的原因。
有源滤波器为了使高次谐波电流不会流出到电源中，在电源1与负载2之间连接单相多路逆变器4(参照图1)。如图2所示，从单相多路逆变器4发生抵消包含在负载2发生的负载电流iL中的高次谐波成分电流的高次谐波补偿电流(逆变器电流iC)，通过控制成含有高次谐波成份的电流流出到电源一侧，能够使电源电流is成为没有高次谐波成分的正弦波电流。
下面，说明电力变换器3的电压控制以及电流控制。
图3表示单相多路逆变器4的输出电压波形以及第1、第2单相逆变器42、41的输出电压波形。如图所示，第1单相逆变器42对于电源电压的半个周期，输出一个脉冲的电压，第2单相逆变器41极其细致地调整输出电压。作为第1、第2单相逆变器42、41的输出电压总和的单相多路逆变器4的输出电压与电源电压几乎相同，成为近似正弦波。
在本实施方式中，由于把电力变换装置3用作为有源滤波器，因此需要高精度的电流控制，这里，控制从单相多路逆变器4输出的高次谐波补偿电流(逆变器电流ic)，使得电源电流is成为没有高次谐波成分的正弦波电流。这种情况下，不是直接进行使逆变器电流ic跟踪目标电流的控制，而是控制电力变换装置3使得电源电流is成为正弦波电流，但能够达到与根据负载电流iL计算逆变器电流ic的目标电流，使逆变器电流ic跟踪该目标电流的控制相同的控制。
图4表示电源电流波形。为了使电源电流is成为正弦波，对于作为目标的电流波形，如图所示，预先设定阈值上限和阈值下限使得目标电流成为中心，极其细致地调整第2单相逆变器41的输出电压，使得电源电流is在阈值上限和阈值下限的范围内增减。这样，把第2单相逆变器41进行开关控制使得电源电流is成为功率因数为1的正弦波，单相多路逆变器4的输出电压根据第1单相逆变器42与第2单相逆变器41的输出电压之和，控制成成为与电源电压几乎相同的正弦波。
这里，电源电流is的变化量ΔI如下式所示，根据连接电抗器6的电感L、施加到连接电抗器6两端的电压ΔV、电压施加时间ΔT而被确定。
ΔI＝(ΔV/L)ΔTΔT起因于第2单相逆变器41的开关频率，主要从构成第2单相逆变器41的半导体开关元件的性能确定。在假定ΔT为恒定的情况下，ΔI成为电流控制精度的指标，能够判断为ΔI越小，电流控制精度越好。为了实现这一点，需要从上述公式减小ΔV，或者加大连接电抗器6的电感L。
在本实施方式中，ΔV由于从第2单相逆变器41的输出电压确定，因此与一般的PWM逆变器相比较能够减小ΔV。从而，为了得到相同的电流精度所必需的电抗器6的电感L能够比一般的PWM逆变器小。
下面，根据图5表示第1单相逆变器42的输出电压发生定时。当第1单相逆变器42的电源电压的大小超过了V2/2时输出{+V2}或者{-V2}的电压。第1单相逆变器42只要对于电源电压的半个周期可以输出一个脉冲的电压即可，因此能够降低开关损失，还能够减少发生噪声。另外，这里阈值取为V2/2，但并不是限定于该值。
如图5所示，在电源电压一个周期中，根据第1单相逆变器42的输出电压，设定以下那样的区域A～D。
当电源电压为正时，把第1单相逆变器42的输出电压比电源电压小的区域作为A，把第1单相逆变器42的输出电压比电源电压大的区域作为B。
另外，当电源电压为负时，把第1单相逆变器42的输出电压的大小比电源电压小的区域作为C，把第1单相逆变器42的输出电压的大小比电源电压大的区域作为D。
这里，单相多路逆变器4的输出电压由于根据第1单相逆变器42和第2单相逆变器41的输出电压之和进行控制使得成为正弦波，因此根据第1单相逆变器42输出了{+V2}、{0}、{-V2}的哪个电平，切换第2单相逆变器41的输出电压极性。即，如图3所示，第2单相逆变器41在区域A以及D中把输出电压极性作为正，交替输出{0、+V1}。另外，在区域B以及C中把输出电压极性作为负，交替输出{0、-V1}。
如上所述，极其细致地调整第2单相逆变器41的输出电压，使得电源电流is在阈值上限和阈值下限的范围内增减，这时，第2单相逆变器41按照与区域A～D相对应的输出电压极性进行通断控制。
图6中表示上述区域A以及D中的电源电流波形和第2单相逆变器41的通断定时。
当第2单相逆变器41的输出电压为{0}时，单相多路逆变器4的输出电压比电源电压小，电源电流is增加。如果电源电流is达到阈值上限A，则第2单相逆变器41的输出电压成为{+V1}，使单相多路逆变器4的输出电压比电源电压大，使电源电流is减少。电源电流is减少，直到到达阈值下限B，第2单相逆变器41输出{+V1}。如果电源电流is达到阈值下限B，则通过第2单相逆变器41的输出电压再次成为{0}，电源电流is在阈值上限和阈值下限的范围内反复增减。
图7中表示上述区域B以及区域C中的电源电流波形和第2单相逆变器41的通断定时。
当第2单相逆变器41的输出电压为{-V1}时，单相多路逆变器4的输出电压比电源电压小，电源电流is增加。如果电源电流is达到阈值上限A，则第2单相逆变器41的输出电压成为{0}，使单相多路逆变器4的输出电压比电源电压大，使电源电流is减少。电源电流is减少，直到到达阈值下限B，第2单相逆变器41输出{0}。如果电源电流is达到阈值下限B，则通过使第2单相逆变器41的输出电压再次成为{-V1}，电源电流is在阈值上限A和阈值下限B的范围内反复增减。
这样，使用第2单相逆变器41进行控制以使对于电源电流is的目标值(正弦波电流)具有一定宽度的阈值、在其范围内电源电流is增减，从而能够实现不会使高次谐波电流流出到电源1的有源滤波器(电力变换装置3)。
另外，关于作为阈值上限A和阈值下限B的阈值宽度的设定，设定成成为允许电源电流is的波动的范围内。为了减小电流波动，可以减小阈值宽度，然而第2单相逆变器41的开关元件的频率升高。这样，电流控制精度与开关频率的关系由于成为折衷的关系，因此阈值宽度根据第2单相逆变器41的输出电压振幅值以及构成第2单相逆变器41的开关元件所允许的最大开关频率被确定。
图8表示作为以上那样控制的电力变换装置3的控制装置的逆变器驱动电路的结构。
逆变器驱动电路由用微机等组成的CPU(中央控制单元)8、由与CPU不同的模拟电路以及数字信号处理电路组成的控制电路10构成。控制电路10由进行上述区域A～D的判定的区域判定电路11以及判定电源电压的极性的极性判定电路14、进行电源电流is的目标电流与实际电流的比较的电流比较电路15～18、以及根据由电流比较电路15～18得到的开关定时、区域判定信号12、13及极性判定信号14a而生成驱动各单相逆变器41、42的栅极驱动信号的栅极信号生成电路20构成。
CPU8具有DA变换器，从端子9a输出电源电压的模拟信号，从端子9b输出第1单相逆变器42的直流电压值V2。进而，从端子9c输出在CPU8内部计算的电源电流is的目标值。
极性判定电路14当电源电压为正时输出H信号，为负时输出L信号。区域判定电路11是用于把电源电压的一个周期分类成上述的区域A～D的判定电路，作为输出的区域判定信号12当电源电压比V2/2大时输出H，当电源电压比V2/2小时输出L。另外，区域判定信号13当区域A以及C时输出H，当B以及D时输出L。
从CPU的端子9c输出的电源电流is的目标值，即目标电流通过低通滤波器15，成为仅有电源频率成分的正弦波电流。该信号通过偏置电路16成为阈值上限A。另外，通过偏置电路16b成为阈值下限B。在滞后比较器电路17a、17b中把由偏置电路16a、16b生成的信号与实际电流进行比较。各个比较器信号输入到触发器电路18的设置端子(S)、复位端子(R)，被锁存。根据以上的锁存信号和极性判定输出14a以及区域判定信号12、13，由栅极信号生成电路20确定各单相逆变器41、42的栅极驱动定时，生成栅极驱动信号。
图9表示根据极性判定信号14a以及区域判定信号12、13生成的第1单相逆变器42的栅极驱动信号和第1单相逆变器42的输出电压的时序。
栅极驱动信号的2UP、2UN、2VP、2VN分别与图1所示的第1单相逆变器42的半导体开关元件相对应。这里，当2UP＝L、2UN＝H、2VP＝L、2VN＝H时，第1单相逆变器42的输出成为{0}。另外，当2UP＝L、2UN＝H、2VP＝H、2VN＝L时，第1单相逆变器42的输出成为{+V2}。进而，当2UP＝H、2UN＝L、2VP＝L、2VN＝H时，第1单相逆变器42的输出成为{-V2}。
另外，图10表示根据来自触发器电路18的输出信号、极性判定输出14a以及区域判定信号13生成的各电路1a～1d、2a～2d的输出信号、第2单相逆变器41的输出极性判定信号、栅极驱动信号、第2单相逆变器41的输出电压的时序。
栅极驱动信号的1UP、1UN、1VP、1VN分别与图1所示的第2单相逆变器41的半导体开关元件相对应。这里，当1UP＝L、1UN＝H、1VP＝L、1VN＝H时，第2单相逆变器41的输出成为{0}。另外，当1UP＝L、1UN＝H、1VP＝H、1VN＝L时，第2单相逆变器41的输出成为{+V1}。进而，当1UP＝H、1UN＝L、1VP＝L、1VN＝H时，第2单相逆变器41的输出成为{-V1}。
另外，如图8所示，栅极信号生成电路20具备短路防止时间生成电路，为了防止各单相逆变器41、42的臂短路，使输出的定时错开短路防止时间的量。
在本实施方式中，在有源滤波器中使用串联连接多个单相逆变器41、42构成的电力变换装置3，进行控制使得适当选择各单相逆变器41、42的输出电压、基于各发生电压总和的输出电压成为近似正弦波，并进行电流控制使得电源电流成为目标电流。因此，能够减小进行开关的电压幅度，即使是很小的滤波器电路(连接电抗器6)，也能够输出平滑的交流波形。这样，能够格外地减小电抗器6的体积，能够促进有源滤波器的装置结构的小型化。
另外，驱动控制直流电压最大的第1单相逆变器42使得对于电源电压的半个周期输出1个脉冲的电压，使用其它的第2单相逆变器41进行电流控制。这样，直流电压成为最大的第1单相逆变器42由于能够进行1个脉冲/半个周期下的驱动，因此能够减少开关损失或者噪声的发生。从而，能够简化放热对策部件或者噪声对策部件。另外，由于不需要高频下的开关动作，因此还能够用廉价的结构实现驱动开关元件的驱动电路。
另外，由于把第2单相逆变器41的直流电源电压V1与第1单相逆变器42的直流电源电压V2之比设定在0.5～1.0的范围，因此即使在第1单相逆变器42的半个周期中使1个脉冲的输出电压的发生定时变化，各单相逆变器41、42的发生电压的总计也大于等于电源电压，通过细致地控制第2单相逆变器41，可以得到所希望的输出电压波形。
另外，逆变器驱动电路由CPU8和与CPU不同的控制电路10构成。在电流控制中，在CPU8中仅计算目标电流，由CPU以外的控制电路10进行电流控制。因此，不需要在CPU8内部进行电流控制，能够减轻CPU8的负担，即使是廉价的CPU8也能够应对，能够谋求降低控制装置的成本。
另外，在控制电路10内具备滞后比较器电路17a、17b，生成向第2单相逆变器41的控制信号使得电源电流在成为上述阈值宽度的滞后宽度的范围内增减。这样，由于使用滞后比较器电路17a、17b进行电流比较，因此能够使电流控制增益成为无限大，可以得到良好的电流控制响应。另外，假设如果在CPU8内进行电流控制，则对于在CPU8内计算的目标电流，经过AD变换器把实际的电源电流取入到CPU8内，在CPU8内部进行电流比较，确定开关图形。这种情况下，如果CPU8的处理能力差，则由于在电流控制增益方面存在界限，因此对于目标电流不能够跟踪，电流控制响应成为问题。
另外，滞后比较器电路17a、17b的滞后宽度由于根据第2单相逆变器41的输出电压振幅值以及构成该第2单相逆变器41的开关元件的最大开关频率确定，因此可以得到可靠性高的电流控制。
另外，在上述实施方式中，在电流控制中使用的第2单相逆变器41是一台，能够简化构造，控制也容易。该第2单相逆变器41也可以是多台，这种情况下，把第2单相逆变器41的直流电压的总和V与第1单相逆变器42的直流电压V2之比V/V2设定在0.5～1.0的范围内。另外，这种情况下，电流控制把多台第2单相逆变器41的输出组合起来进行控制。
实施方式2在上述实施方式1中，第1单相逆变器42的输出电压按照电源电压与阈值(V2/2)的大小关系确定输出定时，在实施方式2中，第1单相逆变器42的输出电压与电源电压内接，确定输出定时使得其大小始终成为小于等于电源电压。
图11中表示电源电压波形以及第1单相逆变器42的输出电压波形。
在本实施方式中，通过使第1单相逆变器42的输出电压的大小始终成为小于等于电源电压，如图12所示，使第2单相逆变器41的输出电压与电源电压同极性，即使之在半个周期内不变化。从而，不需要实施方式1中所示的区域判定电路11，能够简化逆变器驱动电路。
实施方式3在本实施方式3中，第1单相逆变器42的输出电压与电源电压外接，确定输出定时使得其大小始终成为大于等于电源电压。图13中表示电源电压波形以及第1单相逆变器42的输出电压波形。
在本实施方式中，通过使第1单相逆变器42的输出电压的大小始终成为大于等于电源电压，如图14所示，使第2单相逆变器41的输出电压与电源电压极性相反，即使之在半个周期内不变化。从而，与上述实施方式相同，不需要区域判定电路11，能够简化逆变器驱动电路。
实施方式4上述实施方式1中所示的逆变器驱动电路中的电流控制是通过上述区域A～D的区域判定、以及把电源电流is的目标电流与实际电流进行比较的电流比较，来对于电源电流is的目标值(正弦波电流)具有一定宽度的阈值，使得电源电流is在其范围内增减地使用第2单相逆变器41进行控制。然而，在负载2中流过的电流的电流变化率大的情况下，有可能在第2单相逆变器41的输出切换点偏离阈值。
在本实施方式4中，在正常时的阈值宽度的外侧还具备修正用的阈值宽度，在电源电流is超过正常时的阈值宽度而变化时能够进行修正。
图15中表示上述区域A以及区域D中的、电源电流波形和第2单相逆变器41的通断定时。设定与在上述实施方式1中所示的相同的阈值上限A和阈值下限B，使得目标电流成为中心，进而，在其外侧以预定的宽度设定阈值上限C和阈值下限D。
当第2单相逆变器41的输出电压为{0}时，单相多路逆变器4的输出电压比电源电压小，电源电流is增加。如果电源电流is到达阈值上限A，则使第2单相逆变器41的输出电压成为{+V1}，使单相多路逆变器4的输出电压比电源电压大，使电源电流is减少。电源电流is减少直到到达阈值下限B，第2单相逆变器41输出{+V1}。电源电流is如果到达阈值下限B，则再次使第2单相逆变器41的输出电压成为{0}，这里，设电源电流is在增加方向不发生变化。而且，当电源电流S进一步减小到达阈值下限D时，第2单相逆变器41通过输出{-V1}，强制地使电源电流is增加。如果电源电流is增加，则以后通过把第2单相逆变器41的输出电压交替切换成{0}、{+V1}，使得在阈值上限A以及阈值下限B的范围内反复增减，进行电源电流is的控制。
图16中表示上述区域B以及区域C中的、电源电流波形和第2单相逆变器41的通断定时。
第2单相逆变器41的输出电压为{-V1}时，单相多路逆变器4的输出电压比电源电压小，电源电流is增加。如果电源电流is到达阈值上限A，则使第2单相逆变器41的输出电压成为{0}，使单相多路逆变器4的输出电压比电源电压大，使电源电流is减少。电源电流is减少直到到达阈值下限B，第2单相逆变器41输出{0}。如果电源电流is到达阈值下限B，则再次使第2单相逆变器41的输出电压成为{-V1}，使电源电流is增加。接着，如果电源电流is沿着增加方向到达阈值上限A，则使第2单相逆变器41的输出电压成为{0}，而这里设电源电流is在减少方向不发生变化。而且，当电源电流is进一步增加到达阈值上限C时，第2单相逆变器41通过输出{+V1}，强制地使电源电流is减少。如果电源电流is减少，则以后通过把第2单相逆变器41的输出电压交替切换成{-V1}、{0}，使得在阈值上限A以及阈值下限B的范围内反复增减，进行电源电流is的控制。
这样，进行电流控制，使得对于电源电流is的目标值(正弦波电流)具有一定宽度的阈值(阈值上限A以及阈值下限B)，使电源电流is在其范围内增减，如果偏离了阈值，则通过使用在外侧设定的修正用的阈值(阈值上限C以及阈值下限D)进行修正，能够使电源电流is返回到原来正常时的阈值范围内。另外，两种阈值宽度根据第2单相逆变器41的输出电压振幅值以及构成第2单相逆变器41的开关元件的最大开关频率确定。
图17中表示作为以上那样控制的电力变换装置3的控制装置的逆变器驱动电路的结构。
逆变器驱动电路由用微机等组成的CPU8、由与CPU不同的模拟电路以及数字信号处理电路组成的控制电路10a构成。控制电路10a由进行上述区域A～D的判定的区域判定电路11以及判定电源电压的极性的极性判定电路14、进行电源电流is的目标电流与实际电流的比较的电流比较电路15～18c、根据由电流比较电路15～18c得到的开关定时、区域判定信号12、13以及极性判定信号14a来生成驱动各单相逆变器41、42的栅极驱动信号的栅极信号生成电路20a构成。
CPU8与在上述实施方式1中所示的逆变器驱动电路内的CPU8相同，从CPU8的端子9c输出的目标电流通过低通滤波器，成为仅有电源频率成分的正弦波电流信号。该信号通过偏置电路16a成为阈值上限A，由偏置电路16b成为阈值下限B。进而，通过偏置电路16c设定阈值上限C，通过偏置电路16d设定阈值下限D。通过偏置电路16a、16b、16c、16d生成的信号与实际的电源电流is在两组滞后比较器电路17a、17b、17c、17d中进行比较。滞后比较器电路17a、17b的输出信号输入到触发器电路18b的设置端子(S)、复位端子(R)被锁存。根据以上的锁存信号、极性判定信号12、13以及区域判定信号14a，确定各单相逆变器41、42的栅极驱动定时，生成栅极驱动信号。
另外，比较器17c的输出信号输入到触发器电路18a的设置端子(S)，当电源电流is超过阈值上限A达到阈值上限C时输出信号。另外，比较器17d的输出信号输入到触发器电路18c的设置端子(S)，当电源电流is超过了阈值下限B到达阈值下限D时输出信号。
图18中表示来自触发器电路18a～18c的输出信号、根据极性判定输出14a以及区域判定信号13而生成的各电路5a～5h、6a～6h、7a、7b的输出信号、第2单相逆变器41的输出极性判定信号(8a、8b的输出)、栅极驱动信号以及第2单相逆变器41的输出电压的时序。
在本实施方式中，具有与上述实施方式1相同的效果，同时，在使用了第2单相逆变器41的电流控制中，在正常时的阈值宽度的外侧还具备修正用的阈值宽度，在电源电流is超过了阈值上限A或者阈值下限B的情况下，根据第2单相逆变器41的输出电压的切换进行修正，能够返回到通常的阈值范围内。
实施方式5在上述实施方式1中，设定成使第1、第2单相逆变器42、41的直流电压比成为预定的电压比，设置DC-DC变换器电路7，控制成使得电压比成为恒定。在本实施方式中，如图19所示，用省略了DC-DC变换器电路的电路结构，说明把第2单相逆变器41的直流电压维持为恒定的方法。
在上述实施方式1中，控制成第1单相逆变器42的直流电压V2从电源1供给有效电力，保持预定的电压，而在本实施方式中，通过使第1单相逆变器42的直流电压V2可变，使第1单相逆变器42的输出电压有效值变化，调整输出电力。
具体地讲，预先监视第2单相逆变器41的直流电压V1，调整直流电压V2的大小使得其电压成为预定的电压。第2单相逆变器41处理的电力是从作为有源滤波器所需要的电力减去了第1单相逆变器42的电力的值。因此，调整直流电压V2的大小从而调整第1单相逆变器42的输出功率，并调整第2单相逆变器41处理的电力使得经过了第2单相逆变器41的电容器51的充放电平衡，驱动控制第2单相逆变器41。另外，直流电压V2的调整手段能够通过使从电源1供给有效电力时的V2的目标电压变化而实现。
在本实施方式中，由于驱动控制第2单相逆变器41，使第1单相逆变器42的直流电压V2可变，使得经过了第2单相逆变器41的电容器51的充放电平衡，因此第2单相逆变器41的平均输出电力为0，不需要从外部供电，能够省略DC-DC变换器电路。
实施方式6在上述各实施方式1～5中示出了作为有源滤波器使用的电力变换装置3，而以下在本实施方式中，示出作为用于把来自直流电源的直流电变换成交流电、与电力系统连接的系统连接逆变器而动作的电力变换装置30。图20是表示本实施方式6的电力变换装置30的结构的电路图。
电力变换装置30与在上述实施方式1中所示的电力变换装置3相同，由串联连接了第1单相逆变器42和第2单相逆变器41的单相多路逆变器4构成，具备连接电抗器25，与负载24(这种情况下是电力系统)连接。电容器23用作为去除高次谐波用的滤波器。21是电流传感器，22是电压传感器，26是作为控制装置的逆变器驱动电路，27是CPU，28是CPU以外的控制电路。
这种情况下，第1单相逆变器42对于作为输出电压指令的交流电压的半个周期输出一个脉冲的电压，第2单相逆变器41极其细致地调整输出电压，作为第1、第2单相逆变器42、41的输出电压总和的单相多路逆变器4的输出电压几乎成为正弦波。
适用于系统连接逆变器的电力变换装置30的直流能源能够使用铅蓄电池、燃料电池、太阳能电池、锂离子电池、镍氢电池、电双层电容器等，在这里经过未图示的DC-DC变换器向电力变换装置30的直流电源(电容器52)供电。
在系统连接逆变器中，由于需要使交流电流成为功率因数为1的正弦波，因此需要高精度的电流控制。
在本实施方式中，与上述实施方式1相同，控制装置(逆变器驱动电路)26内的控制电路28具备电流控制单元，使用第2单相逆变器41进行电流控制。这时，直接进行控制使得从单相多路逆变器4输出的逆变器电流iL跟踪目标电流，而关于除此以外的电流控制方式与在上述实施方式1中说明过的控制相同。
假设在系统连接逆变器中使用了由一般的单相全桥电路构成的PWM逆变器的情况下，为了与系统连接把交流电流控制成功率因素为1的正弦波，在PWM逆变器与系统之间需要很大的连接用的电抗器，装置的体积增大。另外，由于PWM逆变器的直流电压需要设定成大于等于系统电压的最大值，因此开关损失还增大，成为电力变换装置的效率降低的原因。
在本实施方式中，与上述实施方式1相同，能够减小进行开关动作的电压宽度，即使是很小的滤波器电路(连接电抗器25)也能够供给平滑的交流波形，同时能够使交流电流高精度地跟踪目标电流。
另外，单相多路逆变器4由于是电压型逆变器，因此与输出电流的大小和方向无关，作为发生恒定电压的电压源动作。从而，在设定目标电流使得对于电压电流的方向相反的情况下，单相多路逆变器4能够作为从交流一侧向直流一侧把电力整流的变换器进行动作。一般，把使用双向电力变换装置从直流一侧向交流一侧供电的动作称为逆变器动作，反之，把从交流一侧向直流一侧供电的动作成为变换器动作。
另外，在这里说明了把负载24作为电力系统的情况，但并不限于这种情况，即使对于需要高精度电流控制的负载24也能够适用。
实施方式7下面，说明本发明实施方式7的电力变换装置。图21表示把本发明实施方式7的电力变换装置适用在三相电路中的电路结构图。
如图21所示，电力变换装置由一台三相三电平逆变器60与单相二路逆变器43a～43c的组合构成，经过未图示的电抗器在三相负载65上供电。各相中，三相三电平逆变器60的一相部分和单相二路逆变器43a(43、43c)把交流一侧串联连接，即，可以认为是串联连接了3个单相逆变器的特殊的例子。
构成三相三电平逆变器60的直流电路通过把直流电源61a的负侧端子连接到直流电源61b的正侧端子、串联连接这些直流电源61a、61b而构成。
下面，说明构成三相三电平逆变器60的开关电路内的一相部分的电路结构。在直流电源61a的正侧端子以及直流电源61b的负侧端子之间连接反向并联连接了二极管的多个IGBT(绝缘栅双极晶体管)等的自消弧半导体开关元件62a～62d的串联电路。而且，从开关元件62b以及62c的连接点导出交流输出端子。
另外，把开关元件62a、62b的连接点连接到二极管63a的阴极，经过该阳极，连接到直流电压61a、61b的连接点(中间电位点64)，同时，把开关元件62c、62d的连接点连接到二极管63b的阳极，经过该阴极连接到中间电位点64。
关于其它的二相也按照同样的结构并联连接，构成三相三电平变换器60。
下面，说明三相三电平逆变器60的一相部分的开关动作。在使直流电压61a、61b的电压成为V时，在开关元件62a、62b导通、开关元件62c、62d截止的情况下，在中间电位点64与输出端子66之间施加直流电源61a的电压。
在开关元件62b、62c导通、开关元件62a、62d截止的情况下，中间电位点64与输出端子66之间成为等电位。在开关元件62c、62d导通、开关元件62a、62b截止的情况下，在中间电位点64与输出端子66之间施加直流电源61b的电压。
从而，根据开关模式的切换，在输出端子66中以中间电位点64为基准，能够输出{+V、0、-V}的三电平的电压。
这里，说明了一相部分的电路，而关于其它的二相按照同样的动作也能够输出三电平的电压。另外，由于三相电路中的线电压成为相电压之差，因此成为{+2V、+V、0、-V、-2V}的5个电平。
另外，这里适用了一般称为NPC逆变器(中点箝位逆变器)的三电平逆变器，而当然也能够适用二电平逆变器以及其它电路结构的多电平逆变器。
在电力系统以及电气铁道等的用途中，由于直流输入电压高，在开关元件的耐压以及开关频率方面存在界限，为了在受限的开关下使输出电压尽可能接近正弦波，大量适用这种多电平逆变器。进而，在负载是以感应电动机或者同步电动机为代表的电动机的情况下，根据用途，需要低转矩波动以及速度控制的高性能化，因此使用控制电动机的励磁电流以及转矩电流的矢量控制。
图21中表示把适用了矢量控制的电动机设定为三相负载65时的控制装置31的框图。控制装置31具备计算电动机的位置(旋转角)指令或者速度指令的CPU32、以及进行反馈控制以便从检测器68输入的那些实际值跟踪从CPU32输入的电动机的位置(旋转角)指令或者速度指令、并输出控制信号的控制电路33、电流控制电路34以及栅极信号生成电路35。控制电路33具备位置控制电路以及速度控制电路，进而还具有用于实现矢量控制的电流小环路，对于三相内的二相，输出逆变器输出电流的目标电流ia*、ib*。在电流控制电路34中，生成各相的电压指令使得来自电流传感器67a、67b的各逆变器输出电流ia、ib分别跟踪目标电流ia*、ib*，在栅极信号生成电路35中生成用于驱动各逆变器60、41、42的栅极驱动信号。
在矢量控制中由于需要高精度的电流控制，因此需要高响应的控制电流源。为此，以往使用了利用电压型逆变器的高电压响应性、操作电压指令使输出电流跟踪目标电流的电流调整型的PWM(脉宽调制)控制。根据PWM控制，控制性能虽然提高，然而由于在高频下通断高直流电压，因此引起开关损失，控制装置的体积增大。另外，在作为三相负载65连接了电动机的情况下，存在电力变换装置与电动机之间的布线电缆的电感(L)或者杂散电容(C)，伴随着电力变换装置的开关的高电压变化通过LC谐振发生浪涌电压。其结果，在电动机端子上施加高电压，成为电动机绝缘恶化的原因。作为其对策，需要加强绕线的绝缘或者抑制由输出电抗器产生的电压上升的时间变化率(dV/dt)以及浪涌抑制滤波器等，使得成本升高。
在本实施方式中，采用在三相三电平逆变器60的输出端子与负载之间，各相直接插入了两个单相逆变器41、42的结构，如果与三相三电平逆变器60组合起来，则在各相中串联连接3个单相逆变器，按照各发生电压的总和控制各相的输出电压。因此，能够使施加到负载65上的电压波形成形为更接近正弦波形，能够进行高精度的电流控制。
另外，由于能够减小施加到负载65上的电压的变化，因此能够抑制受布线电缆中存在的布线电感或者杂散电容的影响而发生的浪涌电压，能够防止电动机的绝缘恶化。
符号的说明1电源2、24负载3、30电力变换装置4作为单相多路变换器的单相多路逆变器6、25连接电抗器7DC-DC变换器8、27、32CPU10、10a、28控制电路17a～17d滞后比较器电路20、20a、35栅极信号生成电路26作为控制装置的逆变器驱动电路31控制装置34电流控制电路41第2单相逆变器
42第1单相逆变器51、52作为直流电源的电容器60三相三电平逆变器65三相负载
权利要求
1.一种电力变换装置，经由电抗器在负载上连接把来自直流电源的直流电变换成交流电的多个单相逆变器的交流一侧串联连接而成的单相多路变换器，具备根据上述多个单相逆变器的各发生电压的总和进行控制以便输出电压成为近似正弦波的控制装置，并向上述负载供电，其特征在于，上述控制装置具备使上述单相多路变换器的输出电流跟踪根据上述负载而确定的目标电流的电流控制单元。
2.根据权利要求
1所述的电力变换装置，其特征在于，上述多个单相逆变器由直流电源电压最大、对于基准交流电压的半个周期输出一个脉冲电压的一个第1单相逆变器和其它的第2单相逆变器构成，上述电流控制单元驱动控制上述第2单相逆变器以便上述单相多路变换器的输出电流跟踪上述目标电流。
3.根据权利要求
2所述的电力变换装置，其特征在于，在0.5～1.0的范围内设定上述第2单相逆变器的直流电源电压的总和V与上述第1单相逆变器的直流电源电压Vm之比V/Vm。
4.根据权利要求
2或3所述的电力变换装置，其特征在于，由具有运算处理能力的CPU、以及由与该CPU不同的模拟电路以及数字信号处理电路构成的控制电路构成上述控制装置，从上述CPU输出与上述目标电流相对应的电流信号，上述电流控制单元使用上述控制电路进行电流控制。
5.根据权利要求
4所述的电力变换装置，其特征在于，上述电流控制单元在上述控制电路内具备滞后比较器电路，上述电流控制单元生成对于上述第2单相逆变器的控制信号以便上述单相多路变换器的输出电流在滞后宽度的范围内增减。
6.根据权利要求
5所述的电力变换装置，其特征在于，上述滞后比较器电路在正常时的滞后宽度的外侧还具备修正用的滞后宽度，在上述单相多路变换器的输出电流超过上述正常时的滞后宽度地变化了时能够进行修正。
7.根据权利要求
5所述的电力变换装置，其特征在于，上述滞后比较器电路的滞后宽度根据上述第2单相逆变器的输出电压振幅值以及构成该第2单相逆变器的开关元件的最大开关频率而确定。
8.根据权利要求
2或3所述的电力变换装置，其特征在于，上述第1单相逆变器的输出电压与上述基准的交流电压波形内接，并确定成其大小始终小于等于该交流电压。
9.根据权利要求
2或3所述的电力变换装置，其特征在于，上述第1单相逆变器的输出电压与上述基准的交流电压波形外接，并确定成其大小始终大于等于该交流电压。
10.根据权利要求
2或3所述的电力变换装置，其特征在于，使上述第1单相逆变器的直流电源电压可变并调整该直流电源电压，驱动控制上述第2单相逆变器，以便该第2单相逆变器的直流电源的经由该第2单相逆变器的充放电平衡。
11.根据权利要求
2或3所述的电力变换装置，其特征在于，上述第2单相多路逆变器是一个。
12.根据权利要求
1～3中任一项所述的电力变换装置，其特征在于，经由上述电抗器在交流电源与上述负载之间并联连接上述单相多路变换器，并使之作为输出抵消上述负载发生的高次谐波的高次谐波补偿电流的有源滤波器而动作。
专利摘要
提供电力变换装置。把电源与负载并联连接，使发生抵消负载发生的高次谐波的高次谐波补偿电流的有源滤波器的滤波器电路小型化的同时，谋求降低控制装置的CPU的成本。在有源滤波器中使用串联连接多个把直流电变换成交流电的单相逆变器(41、42)的交流一侧构成的电力变换装置(3)，使直流电压最大的第1单相逆变器(42)对于电源电压的半个周期输出一个脉冲的电压，在控制装置中具备滞后比较器(17a、17b)，并驱动控制其它的第2单相逆变器(41)使得电源电流跟踪成为目标的正弦波电流。
文档编号H02M7/48GK1992500SQ200610165910
公开日2007年7月4日 申请日期2006年12月11日
发明者森修, 山田正树, 岩田明彦 申请人:三菱电机株式会社导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan