专利名称：用于控制无刷直流电动机的系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于控制无刷直流电动机的系统，更具体地说，涉及一种能使转矩波动为最小的系统。
各种类型的电动机用作驱动工业电气装置的设备，例如磁带录像机或彩色印刷装置，又例如自动机械与工具，诸如机器人、数控机床等。由于自动化的需要，对这种电动机的需求量正在迅速地增加。
电动机一般被分为直流电动机和交流电动机。通常使用直流电动机，因为其容易被控制。但是，直流电动机的缺点是它需要定期地更换电刷。虽然交流电动机不需要电刷，但它难于控制。因而，它还不能用于高精度的工业生产上。不过，由于微处理机和其它电子技术的发展，交流电动机的控制技术也大大发展了，因而交流电动机正在取代直流电动机。
特别是无刷直流电动机和同步交流电动机已被广泛地用于高精度的伺服系统中。交流电动机的优点在于生产成本低。但是由于交流电动机难于控制，它们一般用于精度要求不高的自动机械和工具以及工业电气设备中。
首先参照
图1说明无刷直流电动机的工作原理。三相无刷直流电动机的结构类似于同步交流电动机。转子13由具有P对磁极的永磁体构成。在定子铁芯12上绕有线圈11，并在其中通以三相电流。
当永磁体的转子13以速度D旋转时，便产生磁通。磁通切割流过定子线圈11中的电流，从而根据安培定律(F＝I×B)，在定子铁芯12和转子13之间产生转矩。图1中转子13中所示的箭头代表磁通的方向。
第二，根据下面对三相无刷直流电动机的假设，推导无刷直流电动机的动态方程1)电动机运行在线性范围内并忽略磁滞损失。
2)转子和定子之间的气隙相对于转子的半径是均匀的。
3)每相中的互感为常数，与转子位置无关。
因为电动机的相电压是电阻压降和磁通链的时间的导数之和，所以相电压方程可以表示如下Vk=rkik+dλgkdt,k=1,2,3---(1)]]>其中Vk是输入的相电压，ik是相电流，λk是磁通。
一个相交链的磁通被分成由该相电流产生的磁通、由其它相电流产生的与该相相链的磁通以及由永磁转子产生的与该相相链的磁通，并且当电动机工作在线性范围时(假定1)。磁通λk可从下式获得λk=Σj=13Ljkij+λmk,k=1,2,3---(2)]]>其中Ljk是j相和k相之间的互感Lkk是自感 λmk是转子和k相之间交链的磁通量。
把方程(2)代入方程(1)，得Vk=rkik+Σj=13Ljkdijdt+dλmkdθ+dθdt,k=1,2,3---(3)]]>其中θ是转子的位置。
方程(3)右边的最后一项相应于电动机的反电动势，并等于转子的速度乘以转子在定子上所交链的磁通对位置θ的导数。因而，加于电动机上的大部分电压被反电势抵消了，在高速下反电势大，因而难于控制获得预先确定的电流，因此也不能获得需要的转矩。
按照条件(3)可以定义rk＝R，k＝1、2、3Ljk＝M， j≠kIkk＝Lsk＝1、2、3dθdt=ω,Ls-M=L---(4)]]>转子在定子上交链的磁链对位置θ的导数是电动机的特征函数，并且因为各相之间具有 的相位差，于是可以获得dλm1θdθ=g(θ)]]>dλm2θdθ=g(θ-2/3π)]]>dλm3θdθ=g(θ+2/3π)---(5)]]>因为三相呈Y连接，三相的电流之和为零i1+i2+i3＝0………(6)根据条件(3)、(4)、(5)和(6)可以获得下述方程(7)v1=r1+L11di1dt+L21di2dt+L31di3dt+dλm1(θ)dθdθdt]]>=Ri1+Lsdi1dt+M(di2dt+di3dt)+g(θ)ω]]>=Ri1+(Ls-M)di1dt+g(θ)ω]]>=Ri1+Ldi1dt+g(θ)ω---(7)]]>方程(7)对于三相可以表示如下Ldi1dt=-Ri1-g(θ)ω+V1]]>Ldi1dt=-Ri1-g(θ)ω+V1]]>Ldi2dt=-Ri2-g(θ-23π)ω+V2]]>Ldi3dt=-Ri3-g(θ+23π)ω+V3---(8)]]>引入同能量概念计算由一相产生的转矩Wc(ik,θ)=12ik2Lkk+12Σj=13ijikLjk+ikλmk---(9)]]>Tk=∂Wc(ik,θ)∂θ]]>=12ik2dLkkdθ+12Σj=13ijikdLjkdθ+ikdλmkdθ]]>=ikdλmkdθ---(10)]]>参见方程(10)，由一相产生的转矩是电动机的特征函数g(θ)和该相电流的乘积。因为全部转矩T为T1、T2和T3之和，根据方程(5)和(10)可得方程(11)T＝T1+T2+T3=g(θ)i1+g(θ-23π)i2+g(θ+23π)i3---(11)]]>方程(11)中的g(θ)是特征函数，并可以具有梯形或正弦形或准正弦形的波形。因而，根据g(θ)的波形，用户应该获得合适的电流指令来产生所需的转矩，并借助于调节相电压使实际的电流跟随电流指令，因为实际电流受方程(8)所示的动态方程的控制。参见方程(11)，转矩被表示成θ的函数，并且电流指令也应当是θ的函数，以便获得不含θ的转矩。
机械部分的动态方程由方程(12)表示，其中J相当于电动机的转动惯量、B为电动机的摩擦系数Jdωdt+B=T-TLω---(12)]]>第三，根据方程(8)和(11)得到的无刷直流电动机的机械模型如图2所示。
第四，用来控制常规无刷直流电动机的转矩的方法--推导使转矩波动最小的电流指令的方法如下无刷直流电动机的动态方程如下Ldi1dt=-Ri1-g(θ)ω+V1---(13)]]>Ldi2dt=-Ri2-g(θ-23π)ω+V2---(14)]]>Ldi3dt=-Ri3-g(θ+23π)ω+V3---(15)]]>T=g(θ)i1+g(θ-23π)i2+g(θ+23π)i3---(16)]]>由方程(16)可见，转矩是θ和电流的函数。因为g(θ)一项是电动机的特征函数，所以应当控制相电流以便产生所需的转矩。
为了象一般直流电动机那样使相电流正比于转矩，用户应当在假定根据电流控制器的操作，使实际电流完全跟随电流指令的条件下获得不含θ的转矩的电流指令。
方程(17)可以获得使转矩正比于电流的电流指令。其中，iM*(t)是由速度控制器产生的电流指令，fk(θ)是使转矩不含θ的电流指令的波形，转矩不含θ即没有波动。
i1*(iM*，θ)＝iM*(t)f1(θ)i2*(iM*，θ)＝iM*(t)f2(θ)i3*(iM*，θ)＝iM*(t)f3(θ)………(17)如果根据电流控制器的操作，按方程(13)、(14)和(15)控制的相电流完全跟随方程(17)所示的电流指令，则把方程(17)代入方程(16)便可得到转矩。T(iM*,θ)=iM*[f1(θ)g(θ)+f2(θ)g(θ-23π)]]>+f3(θ)g(θ+23π)]---(18)]]>如果满足方程(19)，就不会存在转矩波动，这是因为转矩正比于电流，转矩只是iM*的函数的缘故。f1(θ)g(θ)+f2(θ)g(θ-23π)f3(θ)g(θ+23π)]=k---(19)]]>那么，将得到满足方程(19)的对于g(θ)的fk(θ)。如果g(θ)有梯形波形，它就具有近似线性区域的部分。当在线性部分电流指令为零在恒定部分为常数时，就不存在转矩波动。 最后，满足方程(19)的fk(θ)可以表示成方程(21)，并有如图3所示的球形波形。 f2(θ)=f1(θ-23π)]]>f3(θ)=f1(θ+23π)---(21)]]>那么，f1(θ)g(θ)+f2(θ)g(θ-23π)f3(θ)g(θ+23π)=2M---(22)]]>当实际电流完全跟随球面波形的电流指令时，转矩就正比于iM*(t)。
T＝2MiM*(t)………(23)韩国已审查的No.93-4030名称为“用于改进无刷直流电机转矩波动的方法”
公开日为1994年5月19日的申请中提出了克服无刷直流电机转矩波动的方法。
在上述申请中，提出了一种允许在通/断点稍微倾斜的线性电压的驱动方法。上述申请的目的是为了解决常规的恒流驱动方法中存在的问题和缺点，使得可以流过最佳电流，从而改变转矩波动。这借助于控制电热敏感角和在通/断时刻的倾斜来实现。即控制逆变端的有源放大器的转换速度，使得在线性电压驱动方法中电流最小并且转矩脉动最小之后，尽可能使平均转矩最大。
但是，上述申请旨在使输出电流谐波最小，并没有清楚地披露输出电流和输出转矩之间的关系。
因为输出转矩是反电势和输出电流的乘积，即使输出电流的谐波被减小也不能消除转矩波动。对反电势的波形作某种限制才能消除脉动。
此外，在上述申请的公开中，控制逆变端的放大器的转换速率来提供电流指令的方法是近似的。需要一种更精确的控制电流的方法。
一种常规的控制转矩和反相器的电路如图4所示。
参见图5，在两相中每 的范围流过电流iM*，-iM*，并且在第三相不流通电流。因而，在每一线中最好均匀地流过大小为iM*的电流。
例如，从相a到0和 相位之间的每线之间的电流为iM*。在相C中的电流指令为零，并且最好使线路断开而不去控制相C中的电流指令。
转矩控制电路和反相器电路中的每个单元的功能如下1)静止器(derotator)根据转子位置流通三相中一相的电流。
2)误差放大器放大电流误差信号。
3)PWM放大器把放大的误差信号转换成脉宽调制信号。
4)旋转器(rotator)向由PWM信号控制的两相的每线之间提供BUS电压和-BUS电压，并切断第三相的线路。
5)换向逻辑接收关于转子位置的信息并选择要被控制的两相。
使用高增益控制器作为电流控制器，图7是说明包括位置和速度控制器的用来控制无刷直流电动机系统的方块图。
当反电势g(θ)ω被忽略时，i1*和i1之间的传递函数如下I1*(S)I1(S)=KLs+R+K---(24)]]>那么，控制环的带宽成为(R+K)/L。，但是，由于电流指令i1*具有球面波形并具有无限的频率分量，K应当是无限的，以便使i1跟随i1*。不过，无限大的K是不可能的。实际电流如图6所示，由于电流控制误差，使得每转内产生6次转矩波动。
因为反电势g(θ)ω变大并且由于由控制电流的输入电压V1的偏移电压加到电动机上，控制电流效率被减小，当高速旋转时，转矩脉动的频率就变高。
因为每转内产生6次转矩脉动，便可以用傅氏级数展开，如方程(25)所示T(θt)=Σn=1∞T6nCos(6θt)---(25)]]>因为脉动频率变高并经低通滤波器滤波，由于电机的惯性，当在高速旋转时，问题不大。但是，因为脉动频率表现为速度的波动，当在低速旋转时，就存在速度控制不精确的问题。
因为电流指令是球面波，是一种不连续的函数，实际电流就不会紧跟电流指令。因而在一般的转矩控制方法中产生转矩脉动。
因此，需要提供一种能克服常规装置存在的问题和缺点的无刷直流电机的控制系统。
为解决上述现有技术中存在的问题，本发明的目的在于提供一种控制无刷直流电动机的系统。
本发明所提供的一种用于控制无刷直流电动机的系统，包括产生电流指令信号的装置，借助于放大从相应于电流指令的幅值的位置信息中选取的代表电流指令波形的数据来产生电流指令；以及用来控制电动机中实际电流的装置，以比例积分微分方式进行控制，使其跟随由所述控制装置产生的电流指令信号，并根据该电流指令信号产生通/断信号；以及借助于实际电流控制装置产生的信号，控制开关元件通/断的装置；并由电源装置向三相线圈提供所需电流。
本发明的特点和优点以实施例并结合附图在下面进行详细说明。
附图简要说明图1是常规无刷直流电动机的结构截面图。
图2是说明无刷直流电动机的数学模型的方框图。
图3是无刷直流电动机中梯形反电势的电流波形图。
图4是用于控制无刷直流电动机转矩的电流控制电路和反相电路的电路图。
图5是控制无刷直流电动机转矩电路中电流波形图。
图6是无刷直流电动机的实际电流指令和转矩波形的波形图。
图7是控制无刷直流电动机位置和速度控制器的系统方框图。
图8是无刷直流电动机电流控制型脉宽调制方法中反相器的电路图。
图9是根据无刷直流电动机电流控制型脉宽调制中施加到反相器的电流电压复平面矢量图。
图10是用锯齿波比较方法产生脉宽调制信号原理的方框图和波形图。
图11是用于无刷直流电动机锯齿波比较方法中的电流控制器方框图。
图12是用于无刷直流电动机中迟滞方法的电流控制器的方框图。
图13是当电流被完全控制时无刷直流电动机的位置和速度控制器的方框图。
图14是按照本发明的最佳实施例控制无刷直流电动机控制系统的示意性电路图。
图15是图14系统中的电流测量电路的详细电路图。
图16是图14的系统中的PID控制器的详细电路图。
图17是图14系统中停滞期发生器的详细电路图。
图18是图14系统中门驱动电路的详细电路图。
图19是图14系统中电流指令发生器的详细电路图。
在按照本发明最佳实施例对转矩进行的控制中，在假定实际电流紧密地跟随指令电流的条件下，使用傅氏级数得到的电流指令是连续函数并能使脉动转矩最小。T=g(θ)i1+g(θ-23π)·i2+g(θ+23π)·i3---(101)]]>
假定电动机定子的绕组形式彼此对称，并且转子磁通对极轴对称分布。
一般地，假定如下因为g(θ)是以2ω为周期的周期函数，它就可以对θ用傅氏级数展开，并且因g(θ)是奇函数，则不存在Cos项。按照这一假定，每个偶数的谐波项不存在。
g(θ)＝E1Sinθ+E3Sin3θ+E5Sin7θ+…… ……(102)因为电流指令也是周期函数，所以也可以用傅氏级数展开。并且因为三相电流之和为零，则不存在Sin(3nθ)项。
i1*＝iM*f1(θ)＝i1*(I1Sinθ+I5Sin5 θ+I7Sin7θ+I11Sin11θ……)………(103)如果方程(102)和方程(103)相乘，则对于一相的转矩T1＝g(θ)i1*＝iM*(P0+P2Cos2θ+P4Cos4θ+P6Cos6θ+……)………(104)对于另外相T2=g(θ-23π)i1*(θ-23π)---(105)]]>T3=g(θ+23π)i1*(θ+23π)---(106)]]>当把方程(104)、(105)和(106)相加时，则只存在6的倍数的谐波项T＝T1+T2+T3＝T0+T6CoS6θ+P4Cos4θ+T12Cos12θ+…………(107)其中T0＝1.5iM*[E1I1+E5I5+E7I7+E11I11+……]T6＝1.5iM*[I1(E7-E5)+I5(E11-E1)+I7(E1-E13)+I11(E5-E7)+……]T12＝1.5iM*[I1(E13-E11)+I5(E17-E7)+I7(E19-E5)+I11(E23-E1)+……]T18＝1.5iM*[I1(E19-E17)+I5(E23-E13)+I7(E25+E11)+I11(E29-E7)+……]T24＝1.5iM*[I1(E25-E23)+I5(E29-E19)+I7(E31+E17)+I11(E35-E13)+……]忽略方程(102)中E15以上的项，获得使T0和T12的项为零的I5和I7(E11-E1)I5+(E1+E13)I7＝(E5-E7)I1………(108)E7I5+E5I7＝(E13-E11)I1………(109)解方程(108)、(109)，I5=I1[E5(E5-E7)-(E1+E13)(E13-E11)][E5(E11-E1)-E7(E1+E13)]---(110)]]>I7=I1[E7(E5-E7)-(E11+E1)(E13-E11)][E7(E1+E13)-E5(E11-E1)]---(111)]]>定义G5=[E5(E5-E7)-(E1+E13)(E13-E11)][E5(E11-E1)-E7(E1+E13)]---(112)]]>G7=[E7(E5-E7)-(E11+E1)(E13-E11)][E7(E1+E13)-E5(E11+E1)]---(113)]]>消除转矩脉动T6和T12的最后的电流指令如方程(114)i1*＝i1*I1(Sinθ+G5Sin5θ+G7Sin7θ)………(114)消除脉动后的转矩为T＝1.51iM*I1(E1+E5G5+E7G7)+T18Cos18θ+T24Cos24θ+……)………(115)在方程(115)中，因为T18和T24项具有由低通滤波器按总惯量滤出了足够高的频率，所以便没有波动问题存在。
图8是具有三相无刷直流电动机负载的电流控制脉宽调制型反相器的基本电路图。由于功率晶体管的太大的功率消耗，为给电动机在线性区域提供电流，用功率放大器进行操作并不是最佳的。将功率晶体管工作在开关区域，以便减少功率损耗，从而使功率损失减至最小。被称作脉宽调制逆变方法。
每相的电流指令按顺序与实际电流进行比较，并通过电流控制器产生晶体管的操作信号。由图8可见，所提供的电流指令矢量是i*，实际跟随电流为i，并且电流电压分量在如图9所示的复平面上表示。此时，可按方程116获得电流的误差矢量△iΔi＝i*-i………(116)因而，使用输出电压矢量V1到V8，便可使实际电流矢量i跟随电流指令矢量i*，从而电流得到控制。
图9是电流矢量以及在复平面上三个相座标轴的图。
每个相的电流误差Δia、Δib、Δic由电流误差矢量Δi在每相上的投影表示。同时，选择具有方程116中的Δi的值为零的PWM反相器的输出矢量，使得实际电流跟随电流指令。但是，因为实际输出信号是离散地产生的，便不可能使Δ值为零。因此，确定电流误差矢量的某一允许范围，并选择电压矢量，使电流误差矢量处在允许的范围内。
选择电压矢量的方法，也就是控制电流的方法一般分成迟滞控制法和锯齿波比较法。
在锯齿波比较法中，电流误差信号与锯齿波比较，并产生PWM信号。高增益控制器就是锯齿波比较法中的一种，其原理如下参见图10，电流误差信号为常数E，加在电动机上的电压Va(t)是具有恒定频率锯齿波的周期函数。如果Va(t)展开傅氏级数，则如方程117所示Va(t)=A0/2+Σn=1∞(AnCos2nπt/T+BnSin2nπt/T)---(117)]]>其中A0=2/T∫0TVa(t)dt=2BE/Bc=2/T∫0TVa(t)Cos2nπt/Tdt]]>=2BnπSin{nπ(E/Bc+1)}]]>当锯齿波的频率(1/T＝f)设置得比电动机的时间常数足够大时，并且由电动机除去高频分量，锯齿波比较方法的传递函数如(118)式所示Va(t)e(t)=BBc---(118)]]>因而，当B足够大时，就成为高增益控制器。
产生一个大于开关元件截止时间的停滞期以便阻止同一相的两个开关元件同时导通，并且考虑到当输入比较器时所产生的噪声来设定迟滞宽度。图11是实际使用的锯齿波比较法的方框图。
参见图12，在迟滞方法中，电流误差信号不与锯齿波比较，而是直接送入比较器，然而产生PWM信号。迟滞方法比在实施例中的锯齿波比较法容易，并且迟滞法中的实际电流不同于锯齿波比较法中的电流，能更好地跟随电流指令。
但是，开关频率不是常数，因而产生许多噪声。同样，在锯齿波比较法中，由于在比较器中设定迟滞停滞期发生器的迟滞宽度，实际电流具有波动。因为这种波动频率高，就假定这种波动可由电动机的时间常数容易地消除。
因而，电动机的响应速度变快，并且速度控制也较容易。
参见图13，用于控制无刷直流电动机的系统可以不考虑电动机的电阻和电感而进行说明，当上述的迟滞电流控制器被加于三相a、b和c时，那么，整个系统则成为一个线性系统，使用户可以容易进行分析。
参见图14，控制无刷直流电动机的系统包括电流指令发生器14，电流控制器15，反相电路16，三相线圈17，以及电源装置18电流控制器15包括电流测量电路151，比例积分微分控制器153，停滞期发生器155以及门驱动器157。
三相分别用a、b和c以及u、v和w表示。
参见图19，电流指令发生器14用来根据位置信息θ产生u相和w相的电流指令Iu*、Iw*。用于电流指令波形的数据以图形方法存储在ROM 141、142中。当输入位置信息θ时，则从ROM 141中产生f(θ)的数据和 的数据。
从ROM 141、142中产生的电流指令波形数据f(θ)、 由多个数/模转换器143、144转换成模拟信号，并被转矩指令I*乘，转矩指令I*相应于运算放大器145、146的电流指令的大小，从而产生相电流指令。和多个数/模转换器143、144的输出端相连的运算放大器147、148用来获得双极性信号。
从运算放大器147、148产生的相电流指令Iu*和Iw*送入图14所示的电流控制器15中的PID控制器153。
参照图15说明电流测量电路151的操作。电流测量电路151测量电动机u相和w相中实际流过的电流。电流测量电路151包括电流传感器1510、1512，以及具有运算放大器1514、1516、电阻R、R1、R2和电容C、C1、C2的低通滤波器。
电流传感器1510、1512用来检测电动机u相和w相中流过的电流的大小。被检测出的电流中的低频噪声可以用低通滤波器除去，低通滤波器具有运算放大器1514、1516，电阻R、R1、R2和电容C、C1、C2。
通过合适地选择低通滤波器中的电阻R42和电容C40，或电阻R45和电容C41的元件值，可以控制通频带的带宽。
图16是PID控制器153的详细电路图。控制器153接收电流测量电路151的输出信号Iuf、Iuw和电流指令发生器14的输出信号Iu*、Iw*。PID控制器153在收到u和w相的电流指令Iu*、Iw*以及电流反馈Iuf、Iwf之后，产生三相输出脉冲u、v和w。V相可以由u和w相的电流指令Iu*、Iw*和电流反馈Iuf、Iwf通过使用运算放大器1532合成。
运算放大器1531、1533、1536的增益值可以通过合适地选择电阻R141、R142和电容C141，或电阻R143、R144和电容C142，或电阻R145、R146和电容C143的元件值进行调整。运算放大器1531用于u相，运算放大器1536用于v相，运算放大器1533用于w相。输入信号由运算放大器1531、153 3、1536进行比例积分和微分运算。
由运算放大器1531、1533、1536产生的电压输入作为比较器的运算放大器1534、1535、1537，从而产生并变换电压的脉冲宽度。锯齿波作为参考电压加到运算放大器1534、1535、1537的非反相输入端。
作为比较器的运算放大器1534、1535、1537的输出电压u、v、w输入到停滞期发生器155。
图17是停滞期发生器155的详细电路图。由PID控制器153中的运算放大器1534、1535、1537产生的脉宽调制互相输出信号，停滞期发生器155用来产生反相器电路16中功率晶体管的实际的通/断信号。停滞期发生器155产生一停滞时间，从而避免在一相中的功率晶体管的上端和下端同时通/断。
停滞时间通过组合电阻RA1和电容C51到C56的元件值产生，并且停滞时间的大小是
td≈RA1×C51即当信号通过放大器1551、1553、1555或反相器1552、1554、1556输入到停滞期发生器155之后，由电阻RA1和电容C51到C56形成停滞时间。该信号在通过反相器1557到1562之后，输入到连接器1563，并被输入到门驱动电路157。
图18是接收连接器1563输出信号的门驱动电路157的详细电路图。门驱动电路157控制从停滞期发生器155接收到的功率晶体管的通/断信号，把该信号加到图12所示的反相器电路16中功率晶体管Q1到Q6的基极上。
这就是说，由停滞期发生器155的连接器产生的信号由具有内接放大器的光耦合器1571到1576进行处理，通过和光耦合器1571到1576相连的电阻R161到R166施加到反相器电路16中的功率晶体管Q1到Q6的基极端。在本发明的最后实施例中，HCPL 3101用作含有内接放大器的光耦合器1571到1576，但本发明的技术范围并不限于此。
反相器电路16中的晶体管Q1到Q6的基极端的通/断速度可以通过合适地选择与门驱动电路157的输出端相连的电阻R161到R166的元件值进行控制。此外，加在与光耦合器1571到1576相连的电容器C161到C166上的功率P1到P4以及N到N4用来产生驱动晶体管Q1到Q6的基极端的电压电平。
门驱动电路157的每个输出信号A+、A-、B+、B-、C+和C-被加到反相电路16中功率晶体管Q1到Q6的每个基极端，电源装置18的电压按照每一功率晶体管Q1到Q6的通/断操作加到三相线圈上。
按照功率晶体管Q1到Q6的通/断定时，加到三相线圈17的电流被改变，从而可以使电动机的转矩脉动为最小。
按照本发明的原理，可以使转矩脉动减到最小，从而可以减小电动机和负载装置的微小振动。此外，在提高速度指令之后，可以实现更精确的速度控制，提高电动机的跟随效果。
显然，本领域的技术人员在本发明的方法的范围内可以作出各种改型和改变而不脱离本发明的构思。因而，本发明的保护范围指在包括权利要求范围内的本发明的各种改型和变化及其等效替换。
权利要求
1.一种用于控制无刷直流电动机的系统，其特征在于，包括第一装置，用于放大从相应于电流指令幅值的位置信息中选取代表电流指令信号的波形数据以便产生电流指令信号；第二装置，用于以比例积分微分方式控制电动机中的实际电流以便跟随由所述第一装置产生的电流指令信号，并产生按照电流指令通/断的信号；以及第三装置，通过由所述第二装置产生的信号控制被通/断的开关元件，从而控制由电源装置加到三相线圈的所需的电流量。
2.如权利要求1所述的系统，其特征在于，其中所述第二装置包括用以存储代表电流指令波形信息的ROM；用以从所述ROM中产生的代表电流指令波形的数据转换成模拟信号的装置；用以将所述转换装置产生的代表电流指令信号波形的数据乘以电流指令幅值的装置；以及用以将来自所述乘法装置中的信号放大为双极性电平的装置。
3.如权利要求1所述的系统，其特征在于，其中所述第二装置包括用以检测实际上通过电动机三相线圈的电流值的装置；用以比例积分微分方式控制三相线圈中的电流，使其跟随由所述第一装置产生的电流指令信号的装置；用以对检测装置的输出信号形成停滞时间的装置，从而使在所述第三装置一相中的功率晶体管的上端和下端不同时导通；以及用于增强所述形成装置产生的输出信号使其达到供给所述功率晶体管的基极端的电压电平的装置。
4.如权利要求3所述的系统，其特征在于，其中所述检测装置包括用以检测电动机u相和w相中的电流值的第11装置；以及用以消除从电动机u相和w相电流的低频范围内被检测出的噪声的装置。
5.如权利要求4所述的系统，其特征在于，其中所述低频噪声的带宽可以通过改变所述噪声消除装置的电阻电容的元件值来改变。
6.如权利要求3所述的系统，其特征在于，其中所述控制电流流动的装置包括用于综合u相和w相的电流指令信号和电流反馈信号，从而得到v相电流指令信号的装置；用于对每相的电流指令信号进行比例积分微分运算的装置；以及用于从所述每相电流指令信号的比例积分微分中产生的输出信号与一锯齿波进行比较，以产生调制脉冲宽度通/断信号的装置。
7.如权利要求6所述的系统，其特征在于，其中所述电流指令信号微分的增益可以通过合适地选择所述产生装置中的电阻电容元件值进行控制。
8.如权利要求6所述的系统，其特征在于，其中所述停滞时间形成装置通过组合所述停滞时间形成装置中的电阻电容的元件值来设定停滞时间。
9.如权利要求3所述的系统，其特征在于，其中所述增强装置包括用于处理所述增强装置的输出信号的内接放大器；用于对所述处理装置提供电压，使得被增强达到驱动功率晶体管基极电平的装置；以及用于从所述处理装置的输出信号送到功率晶体管基极端的装置。
全文摘要
控制无刷直流电动机的系统，包括电流指令发生器，用以放大从相应于电流指令大小的位置信息中选取的电流指令信号的波形来产生电流指令信号；电流控制器，用于控制电动机中的实际电流，使得按照比例积分微分方法跟随电流指令发生器产生的电流指令信号，并由电流指令产生通/断信号；以及反相器电路，通过电流控制器产生的信号控制被控制的开关元件的通/断，从而控制由电源装置加于三相线圈的所需的电流值。
文档编号H02P6/00GK1120264SQ95101609
公开日1996年4月10日 申请日期1995年1月28日 优先权日1994年5月31日
发明者尹胜重 申请人:三星航空产业株式会社