响。M0SFET管芯的尺寸越大，栅极电荷的 影响就越大。只要翻翻任何生产厂家的数据手册就可以证明这一点。再管芯尺寸与栅极电 荷关系上，您会发现：管芯尺寸增加，总栅极电荷也增加。随着硅片技术的进步，新M0SFET 可能与老器件有相同的管芯尺寸，却具有较少的总栅极电荷。然而，采用相同硅片技术的 M0SFET仍然使用于这个基本准则，即管芯尺寸增加，栅极充电所需的能量也增加。
[0040] 由于高频原因，此电源输出高压并非直接输出一路500V，而是由变压器耦合出三 路输出，前两路为分别输出225V，输出两路串联输出450V，由变压器圈比和假负载来控制 输出电压的稳定；第三路输出50V，与其他两路输出串联，输出端有稳压的反馈回路，是主 要的电压控制回路。这样将一路输出分成三路输出的优点在于降低整流二极管的最高反向 电压（UK)，这样就可以选择200V至300V超快恢复二极管多个串联，其优点在于可以减小反 向恢复时间（TK)、反向漏电流（IK)、正向最大电压降（UF)，提高最大整流电流（IF)和最高工 作频率（fM)。我们可以通过公式：UK= 2*(Vo+Vimax*Ns/Np)计算出每路225V输出端整流二极 管的最高反向电压UK~ 1500V，50V输出端整流二极管的最高反向电压U 428V。通过调 整增大占空比测得实际每路225V输出端整流二极管的最高反向电压UK~ 1090V，50V输出 端整流二极管的最高反向电压UK~ 397V，这样我们选择225V输出端整流二极管使用300V 超快恢复二极管由计算得来的5支降到4支，50V输出端整流二极管使用300V超快恢复二 极管2支。这样测得的实际效率为88%，比使用最高反向电压1000V的二极管多支串联的 效率高出16%，所以说高频下采用三路输出串联和多支超快恢复二极管的方案是可行有效 的。
[0041] 一些设计者电源输出整流二极管过热或开关频率变动，还或者开关波形振幅和周 期不一致等现象。其实这些人一般只关注整流二极管的最大整流电流、正向最大电压降、最 高反向电压三项指标。忽略了上面所述整流二极管的反向恢复时间、反向漏电流、最高工 作频率这三项指标。反向恢复时间就是二极管在正向导通之后，在很短一段时间内能够反 方向流过电流（从阴极到阳极），这段时间就叫作反向恢复时间。图4和5的例子说明了 这个现象，很显然，这对变换器的效率是非常不利的，尤其是在工作频率高的环境下尤为明 显；反向漏电流是指二极管在规定的温度和最高反向电压作用下，流过二极管的反向电流。 反向电流越小，管子的单方向导电性能越好。值得注意的是反向电流与温度有着密切的关 系，大约温度每升高l〇°C，反向电流增大一倍，这样二极管容易过热而损坏；最高工作频率 是由二极管PN结存在结电容和扩散电容，二极管最高工作频率受到限制。因此，各型号的 二极管都规定了最高工作频率，在选用或更换二极管时，要使二极管的最高工作频率高于 实际使用的工作频率。如果在工作频率较高的环境下工作，这三项指标也显得尤为重要。
[0042] 2、变压器绕制工艺的独特。此电源变换器由于高频高压输出，而且分成三路输出 串联的方式（我们将三个次级设定为次级1输出225V，次级2输出225V，次级3输出50V， 次级1首头输出500V正极，次级1尾头与次级2首头相连，次级2尾头与次级3首头，次级 3尾头输出500V负极，变压器次级串联方法如上述所述），绕制时要注意漏感、匝间电容和 交叉调整量这三方面的因素。
[0043]低漏感的绕制方法：减小绕组漏感有多种方案和绕制技巧选择。漏感是指没有耦 合到磁心或其他绕组的可测量的电感量。它的影响就像一个独立的电感串接在绕组的引线 上一样。它是导致功率开关管漏极或集电极和输出二极管阳极上的尖峰的原因。这是由于 它的磁通无法被输出次级绕组所匝链。对于已选定的磁心和计算好的绕组，可以 [0044]根据如下公式估算漏感：
[0045]
[0046] 式中&--对于简单的一次和二次绕组，取3,如果二次绕组是交错在一次绕组两 层之间，取0.85;
[0047]Lmt--整根绕线绕在骨架上平均每匝的长度，单位为in:
[0048] nx一一要分析的这个绕组所包含的匝数；
[0049]%--绕组的宽度，单位为in;
[0050]Tins--绕线的绝缘厚度，单位为in;
[0051] bw--制作好的变压器所有绕组的厚度，单位位in。
[0052] 公式给出了影响绕组漏感的主要因素。设计时能够控制的主要因素是选择磁心中 柱长的磁心。绕组越宽，漏感就越小。把绕组的匝数控制在最少程度，对减小漏感是有很大 帮助的，因为匝数对漏感的影响是二次方关系。另外，初级次级耦合的好坏对初级漏感也有 很大的影响。这点可以把初级绕组分成两半，次级绕组夹在中间或交错在中间的绕法中看 出来。
[0053]低匝间电容的绕制方法：变压器寄生参数是线圈的匝间电容，这可以用分布在整 个绕组各个线圈之间的小电容来表示。输入电压较高或输出电压较高的变压器，绕线间的 分布电容是一个问题。特别是在离线式、高压输入或高压输出的开关电源中，这个问题就更 为突出。这个寄生电容是由于同一绕组邻近线圈的电位不同而引起的。
[0054]
[0055] 式中s--绕组之间的距离；单位为m:
[0056] d--导线直径，单位为m。
[0057] 公式：表示的就是一个绕组中两匝之间存储的能量。当然，由于一个绕组的相邻匝 间均存在这个能量，总能量要乘上很多倍，但这个公式说明了这些电容产生的原因。在开关 转换时，这个能量就以尖峰的形式释放。如果线圈一层接着一层来回绕（如图6所示），分 布电容存储的能量就很大。最后，线圈间的电压差很大，甚至有可能接近绝缘击穿电压。为 了避免尖峰和击穿电压，将此变压器分为三路输出，来降低匝间电容和匝间的电压差，同时 又降低了匝数，又避免回绕。具体绕制方法见图7。
[0058] 降低交叉调整量的绕制方法：初级与次级、次级与次级绕组的紧密耦合，是最理想 的目标。如果耦合很差，功率信号在到达输出整流器之前就已经被延时。输出整流器的正向 恢复周期也会增加这一延时。这使得在开关转换的过渡过程中，绕组实际上没有被加载，存 储在磁芯的磁能就导致绕组上产生很大的尖峰。如果增加绕组的漏感和匝间分布电容中存 储的能量，就会导致一些问题。次级绕组间的相互耦合量会影响输出交叉调整性能。交叉 调整量是指一个输出端的负载变化时，使其他输出端电压波动大小。在多输出的电源中，可 以看成是其中任何一个输出端的负载变化时，所有输出端的"抗波动"量。如果交叉调整性 能比较差，则对匝数比相差大，即输出高电压和低电压并存的变压器的二次侧影响特别大。 为避免此种影响，具体绕制方法见图7。
[0059] 图7变压器绕制图。第一层绕制初级，将次级1绕制在所有次级的最里层，然后将 次级2绕在次级1的外面，然后将次级3绕制在次级1和次级2的最外层，如果将次级3与 其他两路任意次级调换，都将使交叉调整量变大，而且会产生较大的击穿电压和尖峰。然后 将反馈1和反馈2通过一对绞合的导线来增加绕组间的耦合。就是把两根（或多跟）导线 绞合在一起，然后把它们同时绕到骨架上。记得所有的次级与次级之间，次级与反馈之间要 加一层初级。这样避免两层次级串联后产生过大的匝间电容、尖峰和击穿电压等负面影响。
[0060] 本发明不局限于上述最佳实施方式，任何人在本发明的启示下得出的其他任何与 本发明相同或相近似的产品，均落在本发明的保护范围之内。
【主权项】
1. 一种高效恒流开关型电源变换器，包括输入滤波电路、逆变电路、输出整流电路、输 出滤波电路和反馈电路；其特征在于：直流输入顺次经输入滤波电路、逆变电路、输出整流 电路和输出滤波电路到直流输出，利用反馈电路进行电压调整；输入端为通用单端反激电 路拓扑，脉宽调制器为TI公司的LM5022 ;输出端采用恒流限流模式，使用TI公司的LMV842 运算放大器实现，支持长时间短路；隔离变压器T2次级为四路输出，其中第一路耦合输出 225V，经4个稳压二极管D4-D7串联稳压输出给储能电感L2 ;第二路耦合输出225V，经4个 稳压二极管D8-D11串联稳压输出给储能电感L3 ;第三路耦合输出50V，经2个稳压二极管 D12、D13串联稳压输出给储能电感L4 ;三路输出经三个储能电感L2、L3和L4累加产生500V 高压输出。2. 根据权利要求1所述的一种高效恒流开关型电源变换器，其特征在于：隔离变压器 T2采用TDK公司标准型材EPC19,材质为PC44磁材，变压器绕制顺序是：第一层绕制初级， 将次级1绕制在所有次级的最里层，然后将次级2绕在次级1的外面，然后将次级3绕制在 次级1和次级2的最外层；然后将反馈1和反馈2通过一对绞合的导线来增加绕组间的耦 合，在所有的次级与次级之间，次级与反馈之间均增加一层初级。3. 根据权利要求1所述的一种高效恒流开关型电源变换器，其特征在于：稳压二极管 D4-D11采用超快恢复二极管ESH2H)，稳压二极管D12和D13采用超快恢复二极管SS2PH10。
【专利摘要】本发明公开了一种高效恒流开关型电源变换器，包括输入滤波电路、逆变电路、输出整流电路、输出滤波电路和反馈电路；其直流输入顺次经输入滤波电路、逆变电路、输出整流电路和输出滤波电路到直流输出，利用反馈电路进行电压调整；输入端为通用单端反激电路拓扑，脉宽调制器为TI公司的LM5022；输出端采用恒流限流模式，使用TI公司的LMV842运算放大器实现，支持长时间短路。本发明具有输入范围宽，高频高压输出，效率高，体积小，恒流式保护电路，保护效果好和电路简洁等特点。
【IPC分类】H02M3/335
【公开号】CN104953848
【申请号】CN201510437671
【发明人】张健
【申请人】航天长峰朝阳电源有限公司
【公开日】2015年9月30日
【申请日】2015年7月23日