一种高效宽增益同步整流h桥双向直流变换器的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及复合能量源电动汽车双向直流变换器领域，尤其涉及一种高效宽增益 同步整流Η桥双向直流变换器，属于电力电子功率变换技术领域。
【背景技术】
[0002] 随着全球能源危机的加剧和环境污染的恶化，传统的燃油汽车因消耗能源、污染 环境等问题，已不再满足未来社会的需求发展。新能源汽车以可再生能源为动力源，实现清 洁无（少）污染排放运行，是有效缓解能源危机和环境污染的新型交通运输方式，已成为各 国政府的科技政策制定导向。电动汽车作为新能源汽车的重要组成部分，正改变着交通运 输对不可再生能源的依赖关系和对环境污染的影响程度，通过蓄电池为电动汽车电力驱动 系统的逆变器直流母线侧提供电能，进而驱动车辆行进。作为动力源的高比能量蓄电池因 其输出特性软、输出电流动态响应慢等缺陷，其必须与高比功率的锂电池或超级电容混合 使用，以解决电动汽车在加速时对瞬时功率的需求和减速制动时能量的快速回馈存储以延 长续航里程问题。故电动汽车中采用高比能量与高比功率的复合能量源，共同为电驱动系 统的逆变器高压直流母线提供满足要求的能量和功率。然而，高比功率的能量源具有输出 电压低、电流大的特性，并且在其快速充放电过程中，其端电压变化范围较大，难以直接与 高压直流母线匹配并联。因此，必须通过大比例升降压双向直流变换器接口低压超级电容 与高压直流母线。
[0003] 而对于大比例升降压双向直流变换器，一般通过高频变压器、耦合电感或开关电 容来实现。但是，变压器与耦合电感存在的漏感易导致功率器件过高的电压应力，且漏感影 响变压器的参数确定、耦合电感需采用非标准磁性元件。另外，过多地依赖磁性元件和电容 器，使得变换器功率密度降低且不易封装。这些都制约该类双向直流变换器在电动汽车上 的应用。
[0004] 因此，在低压超级电容与电动汽车电力驱动系统的高压直流母线之间，急需高效、 易于集成的大比例升降压双向直流变换器。
【发明内容】
[0005] 本发明提供了一种高效宽增益同步整流Η桥双向直流变换器，本发明针对复合能 量源电动汽车中低压超级电容、与电力驱动系统的高压直流母线间双向直流变换器难以集 成、不易封装等问题，通过易于集成的可控功率开关构成Η桥结构的大比例升降压双向直 流变换器，并进一步通过同步整流提升双向变换器的能量转换效率、提高功率开关的利用 率，使其适用于复合能量源电动汽车升降压应用场合，详见下文描述：
[0006] -种高效宽增益同步整流Η桥双向直流变换器，所述Η桥升降压双向直流变换器 包括：第一晶体管qd1、第二晶体管qD2、第三晶体管qD3、和第四晶体管q D4，
[0007] 第一晶体管QD1、第二晶体管QD2、第三晶体管Q D3、和第四晶体管QD4自身均带有反并 联二极管；
[0008] 第一晶体管QD1、第二晶体管QD2、第三晶体管Q D3、和第四晶体管QD4构成Η桥电路；
[0009] 第一晶体管QD1接第一电容Ch的正极性端，第二晶体管Q D2接第一电容Ch的负极 性端；第一晶体管QD1和第二晶体管Q D2之间连接电感L的一端，电感L的另一端连接第二 电容C1的正极性端，第二电容C1的负极性端连接第四晶体管QD4。
[0010] 其中，当所述Η桥双向直流变换器工作在升压状态时，所述Η桥双向直流变换器用 于满足大比例升压的需求；
[0011] 升压比 MBcmst为：
[0013] 其中，mc、md均为调制度。
[0014] 其中，当所述Η桥双向直流变换器工作在降压状态时，所述Η桥双向直流变换器用 于满足大比例降压的需求；
[0015] 降压比MBudi为：
[0017] 其中，ma、mb均为调制度。
[0018] 当所述Η桥双向直流变换器工作在降压状态时，
[0019] SiS2= 11时，U hii过电感L向负载一侦U传递能量，电感L储存能量；
[0020] SiSf 10或01时，电感L通过释放能量对负载供能；
[0021] 其中，％为Η桥双向直流变换器高压侧端口的输入电压；S品为驱动信号，1代表 高电平，〇代表低电平。
[0022] 当所述Η桥双向直流变换器工作在升压状态时，
[0023] S2S3= 10或01时，Ui对电感L充电，电感L储存能量；
[0024] S2S3= 00时，电感L与电源U !共同为对负载供能，电感L释放能量；
[0025] 其中，1^为Η桥双向直流变换器低压侧端口的输入电压；S2S3为驱动信号，1代表 高电平，〇代表低电平。
[0026] 本发明提供的技术方案的有益效果是：本发明中的Η桥升降压双向直流变换器利 用各准Η半桥输出电压Uan、Ubn之差U 行升降压，在实现大比例的升降压的同时功率开 关均可运行在靠近〇. 5的非极端占空比，避免了因增大增益而造成功率开关极端占空比运 行的问题。此外，进一步提出了同步整流Η桥大比例升降压双向直流变换器，提高双向变换 器的能量转换效率和功率开关的利用率，非常适合作为复合能量源电动汽车中低压超级电 容与驱动系统的高压直流母线间的直流变换器。
【附图说明】
[0027] 图1同步整流Η桥升降压双向直流变换器的电路示意图；
[0028] 图2经典Buck直流变换器的电路示意图；
[0029] 图3准Η桥Buck直流变换器的电路示意图；
[0030] 图4准Η桥Buck直流变换器的合成的电路示意图；
[0031] 图5准Η桥Buck直流变换器运行原理图；
[0032] 图6经典Boost直流变换器的电路示意图；
[0033] 图7准Η桥Boost直流变换器的电路示意图；
[0034] 图8准Η桥Boost直流变换器的合成的电路示意图；
[0035] 图9准Η桥Boost直流变换器运行原理图；
[0036] 图10同步整流降压（Buck)运行驱动信号与死区的示意图；
[0037] 图11同步整流降压（Buck)运行电流走向的示意图；
[0038] 图12同步整流升压（Boost)运行驱动信号与死区的示意图；
[0039] 图13同步整流升压G3oost)运行电流走向的示意图。
[0040] 上述附图中主要符号名称：UhSH桥升降压双向直流变换器高压侧端口电压 (Buck模式时的输入电压、Boost模式时的输出电压）办为!!桥升降压双向直流变换器低压 侧端口电压（Buck模式时的输出电压、Boost模式时的输入电压）；L为储能、滤波电感；Dp D2、D3、04分别为续流二极管；C h (第一电容）、Q (第二电容）分别为滤波电容；Qp Q2、Q3、Q4和Qd1、QD2、QD3、QD4分别为变换器的功率开关（晶体管）为调制度；T为载波周期；d p d2、 d3、山分别为功率开关Q p Q2、Q3、Q4的占空比；S p S2、S3、S4为功率开关Q p Q2、Q3、〇4和Q D1、 QD2、QD3、QD4的开关状态；1为功率开管导通时间；为功率开管关断时间；t d为死区时间； it为电感电流。
【具体实施方式】
[0041] 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步 地详细描述。
[0042] 为了解决【背景技术】中存在的上述问题，本发明实施例基于经典的Buck、Boost直 流变换器，提出了无需采用变压器、耦合电感和开关电容，通过易于集成的功率器件构成Η 桥结构的大比例升降压双向直流变换器；此外，为了提高双向变换器的能量转换效率和功 率开关的利用率，本发明实施例进一步提出了同步整流Η桥大比例升降压双向直流变换 器，使其适用于复合能量源电动汽车升、降压应用场合。
[0043] 实施例1
[0044] 一、拓扑结构
[0045] 本发明实施例提出如图1所示的Η桥升降压双向直流变换器，通过电感L交替储 存能量、释放能量，实现升压（Buck)、降压（Boost)。
[0046] 该Η桥升降压双向直流变换器包括：第一晶体管QD1、第二晶体管QD2、第三晶体管 QD3、和第四晶体管QD4，第一晶体管QD1、第二晶体管QD2、第三晶体管Q D3、和第四晶体管QD4自 身均带有反并联二极管，第一晶体管qd1、第二晶体管qD2、第三晶体管qD3、和第四晶体管q D4构成Η桥电路。第一晶体管Qd1接第一电容Ch的正极性端，第二晶体管Q D2接第一电容Ch 的负极性端；第一晶体管QD1的和第二晶体管Q D2之间（图1中的节点a)连接电感L的一 端，电感L的另一端连接第二电容C1的正极性端，第二电容C1的负极性端连接第四晶体管 QD4(图1中的节点b)。
[0047] 图2为经典Buck直流变换器，其输入端并联、输出端串联，得到图3所示的准Η桥 Buck直流变换器；图4为输入端并联、输出端串联合成图。图6为经典Boost直流变换器， 其输入端串联、输出端并联，得到图7所示的准Η桥Boost直流变换器；图8为输入端串联、 输出端并联合成图。根据图3、图7的拓扑结构和功率双向流动性，准Η桥Buck、Boost直 流变换器合成为如1所示的Η桥升降压双向直流变换器。
[0048] 二、宽电压增益
[0049] (a) Buck 模式
[0050] Η桥升降压双向直流变换器运行在降压（Buck)状态，即图3所示的准Η桥Buck直 流变换器时，其输出电压A为准Η桥输出的PWM电压U ab经电感L与第二电容C :滤波后得 到的，且Uab= Uan-Ubn。准Η桥Buck直流变换器大比例降压，要求窄脉冲电压Uab。由宽的 脉冲电压Uan、Ubn之差便可得到窄脉冲电压U ab，从而实现非极端占空比的大比例降压。
[0051] 图5为Buck模式下的PWM调制策略，功率开关仏的驱动信号S i由调制度mb确定， 如图5(a) (b)所示；同理，功率开关Q4的驱动信号S4由调制度!113确定，如图5(a) (c)所示， 其中0〈mb〈0. 5〈ma〈Hma+mb>l。由驱动信号S^S4确定每个准半桥输出PWM电压U an和Ubn， 如图5(d) (e)所示。因此，在0.5附近同时调整调制度ma、mb的大小，可以得到窄脉冲电压 Uab，进而实现非极端占空比的大比例降压运行。
[0052] 在变换器连续电流模式的稳态时，图3所示的准Η桥Buck直流变换器的电感在载 波周期T内，储存能量Wst与释放能量W &相等，即满足伏秒平衡
[0055] 式中，分别为载波周期内功率开关Q 的关断时间；1111_、111。"分别为变 换器降压模式时输入的高电压Uh、输出的低电压。联立图5(b) (c) (g)得准Η桥大比例降 压直流变换器的降压比坞^为
[0057] 式中，山、山分别为1、〇4的占空比。推导得降压比MBudi为
[0059] (b) Boost 模式
[0060] Η桥升降压双向直流变换器运行在升压（Boost)状态，即图7所示的准Η桥Boost 直流变换器时，其输出电压Uh为准Η桥输出的PWM电压U ab经二极管D i、04整流和第一电容 Ch滤波后得到的，且U ab仍为各准Η半桥输出电压