迟滞式控制器pwm和pfm模式下的控制方法
【专利摘要】本发明涉及一种迟滞式控制器PWM和PFM模式下的控制方法，该方法需要在PWM工作模式下保持固定的工作频率；在PFM工作模式下保持和PWM相类似的输出电压纹波。在PWM工作模式下，是用频率跟随器来监控参考振荡器和PWM工作频率的区别，并利用这个误差来做相应的参数改变，从而驱动PWM工作频率固定在参考频率上；在PFM工作模式下，通过实时记录PWM模式下系统需要的实际数值，并用存储单元存贮下来，待系统切换成PFM模式后，直接调用，供控制回路使用。本发明保证系统在PWM和PFM两个工作模式下，都能够保证确定的工作频率和确定的输出纹波，以确保系统符合实际应用的需求。
【专利说明】迟滞式控制器PWM和PFM模式下的控制方法
[0001]
技术领域
[0002]本发明是一种模拟-数字混合型电路和集成电路领域的设计方法。具体涉及迟滞式开关电源控制器PffM和PFM模式下工作频率和输出纹波的控制方法。它提供了解决迟滞式(Hysteretic Mode)开关电源控制器在脉宽调制(Pulse Width Modulat1n，简称PffM)工作模式和脉冲频率调制(Pulse Frequency Modulat1n，简称PFM)工作模式下，以及模式切换过程中准确控制工作频率和输出纹波(Ripp I e )的有效方法。
【背景技术】
[0003]Pmi是开关式电源转换电路基本的工作模式，利用调整功率对管的开关时间的比例来达到调整输出电压的目的。传统的Pmi控制器使用固定频率结构，Pmi开关工作频率由参考振荡器决定。图1是以降压型(Buck)开关电源为例的固定频率PWM控制器的功能方框图。该控制器由一个比较器来产生控制功率开关H和L的控制信号，经过驱动电路的放大以后，打开H Ton时间，打开L(T-Ton)时间，在SW节点上输出的方波经过输出电感LI和电容C2形成的低通滤波后，在Vout端输出想要的直流电压Vout。该比较器的输入正端是误差放大器根据基准电压Vref和输出电压的直流分量的差别产生的参考电压Vea，而负端则是从振荡器输出的参考频率斤ef，加入从功率开关电路返回的电感电流信息后，通过斜坡发生器形成的固定频率的斜坡电压信号。当Fref的上升沿发生时，斜坡电压启动，比较器输出为高，功率开关H打开，电感开始充电。斜坡电压到达误差发生器输出的参考电平后，比较器翻转，输出为低，功率开关L打开，电感开始放电。同时斜坡电压复位到起点，直到下一个Fref的上升沿来到。此过程持续重复，直至Vout电压经过分压器的得到的数值与基准电压Vref相等，Vout达到预期值。
[0004]开关式电源转换电路的输出电压的纹波是一个需要准确控制的参数，其幅度高低是该电源质量的重要指标，一般要求其越小越好。当开关式电源转换电路的外围零件。如图1的输出电感LI，输出电容C2等的数值选定以后，其输出电压的纹波大小主要由PWM频率的高低决定，所以大部分的实际应用都要求其是一个已知的定值。这个定值一般由图1里的振荡器模块输出参考频率/^ref决定。传统固定频率的PffM控制器直接工作在这个参考频率上，所以其PWM模式下的开关工作频率就是固定的Fref。
[0005]在负载变轻时，为了保持较高的转换效率，控制器需要进入PFM模式，其开关工作频率不再固定，而是随着负载的大小变化而增加或减少，从而在轻载下也保持较高的能量转换效率。在PFM模式下，开关工作频率随出处电压负载的大小而变化，不再是定值，但是每一次功率管的导通时间，包括功率开关H和L，仍然必须保持在和PWM模式下的导通时间相近的幅度，才能保证输出电压的纹波不发生大的变化。在剩余的时间里，两个功率开关都关闭，保持高阻态(High impedance模式，简称HiZ)，负载电流依靠输出电容C2上的保持的电荷维持。
[0006]迟滞式控制器是一种利用斜坡发生器和迟滞式比较器来实现的一种PWM控制方式，具有更好的动态响应，所以和固定频率架构的控制器一样，也得到广泛使用。图2是迟滞式PffM控制器的功能方框图。和图1相比，图2主要有三个不同点:1.比较器变成了迟滞比较器，输入_输出传输曲线对输入信号的上升沿和下降沿有两个不同的阈值，其差别为V d。2.斜坡发生器根据SW节点电平的高低，有上下两个不同斜率。上升沿的斜率Slopel=Kl*(Vin-Vout)，下降沿的斜率slope2=-Kl*Vout。其中Kl是一个设计可控的斜率常数，Vin为输入电压，Vout为输出电压。这些斜率的选择使其输出的斜坡信号正好与电感电流在功率开关H打开和L打开时的变化斜率一致。3.产生Fref的振荡器不再需要。迟滞式控制器的工作原理如下:假设电流开始工作时迟滞比较器输出为高，功率上管H打开，电感开始充电。此时斜坡电压按照与电感电流上升速度一致的斜率上升，直至达到参考电平Vea加上Vd/2.此时迟滞比较器翻转，输出变低，功率下管L打开，电感开始放电。此时斜坡电压仍然按照与电感电流下降速度一致的斜率下降，直至达到参考电平Vea减去Vd/2。此时迟滞比较器再次翻转，输出变高，功率上管H打开，以上流程重复。此流程重复的频率，就是该开关电源实际工作的频率。由此可以看到，此工作频率主要由其环路控制模块的参数决定，包括了迟滞比较器的迟滞电压Vd，和斜坡发生器的斜率常数K。
[0007]在PFM模式下，环路的控制方式会稍有改变。图3是一种迟滞式控制器在轻载PFM模式下的一种控制功能图。和图2相比，主要的区别是迟滞比较器，斜坡发生器和误差放大器三个模块相互配合，使迟滞比较器的输出除了功率上管H打开(=1)，功率下管L打开(=0)以夕卜，增加了高阻HiZ模式。这样的安排在功率开关按照和PWM模式类似的方式分别打开Tonl和(Tl-Tonl)时间后，同时关闭，处于高阻状态。此时控制电路没有状态变化，输出电压Vout由输出电容C2的电荷维持，直到Vout下跌到误差放大器的输出Vea低于设定的目标值。然后迟滞比较器才会再一次翻转为高，功率上管重新打开，重复上面的工作流程。在此模式下。控制器的实际工作频率(1/TPFM，TPFM为工作周期)随负载的上升/下降而上升/下降，不是定值。
[0008]由于电路参数，供电电压和使用温度和环境等的变化，环路控制模块的参数会发生变化，所以迟滞式控制器得到的PWM工作频率是不固定的。在轻载情况下进入PFM工作模式后，其对应的每一次上下开关的导通时间也会发生变化。这些变化会造成输出电压的开关纹波发生改变，与之相关的电磁干扰(EMI)特性也发生变化，不利于实际应用。
【发明内容】
[0009]针对现有技术的不足，本发明提供一种迟滞式开关电源控制器PffM和PFM模式下工作频率和输出纹波的控制方法。
[0010]为实现上述目的，本发明采用如下技术方案:一种迟滞式控制器PWM和PFM模式下的控制方法，该方法重点在于，要在PWM工作模式下保持固定的工作频率;同时在PFM工作模式下保持和PWM相类似的输出电压纹波。
[0011 ] 进一步地，在PWM工作模式下，是用频率跟随器来监控参考振荡器和PWM工作频率的区别，并利用这个误差来做相应的参数改变，从而驱动PWM工作频率固定在参考频率上；在PFM工作模式下，系统需要的参数，通过实时记录PffM模式下系统需要的实际数值，并用存储单元存贮下来，待系统切换成PFM模式后，直接调用，供控制回路使用。
[0012]优选的，当PWM/PFM模式进行切换时，在PFM模式下每隔一段时间强行进入PffM模式工作一段时间，让对应的电路参数重新锁定在参考频率上，然后再退回PFM模式。
[0013]优选的，当PWM/PFM模式进行切换时，将供电电压和芯片结温的电压相加，再和某个参考电压进行比较。如果前者超过参考电压，比较器翻转，表示供电电压的升高，或者是芯片结温的降低对纹波的影响到了一个必须干涉的地步，此时强行切换回PWM模式，重新计算一次新工作环境下的阈值间隔Vd和/或斜坡发生器的斜率常数K，再自动切换回PFM模式。
[0014]综上所述，本发明为解决迟滞式开关电源控制器在PWM和PFM两个工作模式下，以及在两个模式切换过程中工作频率和输出纹波的稳定性问题，提出了一系列解决的办法和方案。保证系统在PWM和PFM两个工作模式下，都能够保证确定的工作频率和确定的输出纹波，以确保系统符合实际应用的需求。
[0015]
【附图说明】
[0016]图1:传统PffM控制器功能方框图
图2:迟滞式控制器PffM模式功能方框图图3:迟滞式控制器PFM模式下功能方框图图4:为本发明迟滞式控制器PWM模式工作频率控制方案之一图5:为本发明迟滞式控制器PWM模式频率控制方案之二图6:为本发明迟滞式控制器PWM+PFM模式频率控制方案之一图7:为本发明迟滞式控制器PWM+PFM模式频率控制方案之二图8:为本发明迟滞式控制器PWM+PFM模式频率控制方案之三图9:为本发明迟滞式控制器PWM+PFM模式频率控制方案之四图10:为本发明迟滞式控制器PFM模式退出机制方案
【具体实施方式】
[0017]下面结合附图及具体实施例，对本发明作进一步的描述，以便于更清楚的理解本发明要求保护的技术思想。
[0018]在PWM工作模式下，改变迟滞式比较器的阈值间隔电压Vd，或者是改变斜坡发生器的斜率常数K，或者是两者同时改变，都可以直接改变PffM工作频率。所以用一个频率跟随器来监控参考振荡器和PffM工作频率的区别，并利用这个误差来做相应的参数改变，就能够驱动PWM工作频率固定在参考频率上。图4是一个使用模拟锁相环(PLL)电路作为频率跟随器改变迟滞式比较器的阈值间隔电压Vd的功能方框图。和图2相比，图4增加了振荡器，鉴相器/鉴频器，误差放大器2三个模块。迟滞控制电路的实际工作频率可以从迟滞比较器的输出，或者是节点SW的电压得到。此信息与振荡器输出的参考频率Fref被同时送进鉴相器/鉴频器模块，两者的差别输出到误差放大器2(同时作为环路补偿电路使用)。其输出电压直接用作迟滞比较器的迟滞电压。当控制器的工作频率相对于Fref太高时，误差放大器2的输出会增加，Vd增加，按照固定斜率K工作的斜率发生器输出需要更长的时间才能碰到迟滞比较器的两个阈值，对应的翻转点的时间间隔会更长，对应的PWM工作频率就会降低，直至其和Fref相等。此时误差放大器2的输出不再变化，控制回路达到稳态。
[0019]如果固定Vd，通过模拟PLL电路来改变改变斜坡发生器的斜率常数K，可以达到同样的目的。图5是描述这样做法的功能方框图。和图4相比，误差放大器2的输出用来控制迟滞斜率常数K，而比较器的迟滞电压保持固定。图5的工作原理如下:如果环路的工作频率太高，误差放大器2的输出电压会降低，造成斜坡发生器是用的斜率常数K减小。因此其输出斜坡波形的上下沿速度都会减慢，到达迟滞比较器两个阈值的时间加长，延长了功率管开关一次的周期T。这样其工作频率会降低，直至和Fref相等，控制回路达到稳态。
[0020]这两种方法的共同点是在PWM工作模式下，其工作频率是被某个监控回路连续监测，连续不间断调整，从而能始终保持在需要的频率点上，也保证了输出纹波的大小和稳定性。负载变轻，环路切换成PFM模式后，由于其开关周期随负载变化，不是恒定值，所以以上的控制原理不再适用。本发明提出的安排如下:由于在PFM模式下，输出电压的纹波要求和PWM模式下基本相等或者是按比例稍有增加，所以在PFM模式下，系统需要的参数，例如迟滞电压Vd，和斜率常数K等，可以通过实时记录HVM模式下的实际数值，用一定的方式存贮下来，待系统切换成PFM模式后，直接调用，供控制回路使用。图6展示了以这样的安排实现的PWM+PFM双模频率和输出纹波的控制功能图。图6和图4相比，增加了模数转换器ADC，数模转换器DAC，和一个数字控制模块，其包含了存储单元，PWM和PFM之间的参数映射算法，以及PffM和PFM模式切换的控制电路。其工作原理如下。如果系统在PffM模式下工作，则PWM/PFM切换信号a误差放大器2的模拟输出电压Vl直接连接到迟滞电压Vd上，系统的工作方法等同于图4。与此同时，ADC模块实时，连续监测Vl的数值，并且把其数字化存储到存储单元。当模式切换控制电路决定从PWM切换到PFM模式时，数字控制电路使用最后一次记录的Vl电压，通过必要的P丽到PFM参数映射的计算以后，控制DAC送出系统需要的模拟电压V2。PWM/PFM切换信号把V2连接到迟滞电压Vd上。由于V2是从系统最后一刻在PWM模式下，为达到需要的工作频率和使用的合适的迟滞电压Vl计算而来，所以其保证在PFM模式下，系统打开功率开关H和L的时间，将和此前在PWM模式下基本相等，或者是按照既定的算法稍有增加。这样的安排保证了 PFM下，输出电压的纹波仍然符合系统要求。
[0021]图7展示了使用类似的想法，但是控制斜率常数K，而不是迟滞电压Vd的安排。请工作原理和图6基本一致，不同点在于，数字电路实时监测并记录的是PWM模式在工作在固定频率需要的斜率常数；在切换到PFM模式后。DAC输出系统最后一刻记录的斜率常数，或者是按照既定算法映射出的需要的数值，从而保证在PFM模式下，系统打开功率开关H和L的时间，将和此前在PWM模式下基本相等，或者是按照既定的算法稍有增加。这样的安排保证了PFM下，输出电压的纹波仍然符合系统要求。
[0022]以上提议和方法，是基于使用模拟频率监测和跟踪环路来实现控制工作频率(PffM)和输出纹波(PFM)的目的。由于在PFM模式下引入了系统存储单元，所以我们还可以用全数字频率监控和跟踪回路来达到同样的目的，即使用数字锁相环。图8展示了使用数字锁相环和控制电路来实现同样目的的模块安排。在PWM模式下，环路的工作频率与参考频率Fref之间的区别是由一个数字鉴相器或鉴频器来检测，其输出信号直接被数字控制器接收。接下来数字控制器使用特定的算法来实现频率跟踪的环路控制，计算出需要的迟滞电压数值，并使用DAC模块给出对应的模拟电压V12。迟滞比较器使用此模拟电压，最终能够得到想要的PWM工作频率。在PFM模式下，数字控制器会完成相应的映射计算，给出另一个合适的控制电压数值，由DAC模块给出相应的模拟电压Vl2，保证输出纹波仍然和P丽模式相当。数字控制器同时也包括了PWM/PFM的模式切换功能。
[0023]图9展示了同样使用数字锁相环的PWM+PFM频率和纹波控制电路。和图8的区别在于DAC输出不用来控制迟滞电压，而是控制斜率常数K。具体的功能和以上图8的描述相似，
不再重复。
[0024]和前面使用模拟锁相环电路的方法相比，使用数字锁相环电路，不再需要误差放大器2，也不需要ADC模块，锁相环路的稳定性更易实现，控制电路也更加简单，方便电路设计和集成度的提高。除此以外，此方法还能提供模拟锁相环不能实现的功能和技术指标。例如，使用数字锁相环，既可以让环路工作的PWM频率固定在某一个点上，也可以在某几个相邻的频点上以某一规定的规律变化，从而实现展频(spread-spectrum)的功能，以降低整个开关电源的电磁干扰(EMI)。
[0025]开关电源系统在PFM模式下长时间工作后，其供电电压，温度等工作环境参数都可能发生变化，造成其对应的电路参数发生变化，例如迟滞式比较器的阈值间隔Vd，或者是斜坡发生器的斜率常数K等，从而造成工作频率和输出电压纹波等发生变化。为了防止这样的变化对实际应用产生不利影响，PWM/PFM模式切换模块有两种方法可以应对这样的不利变化。
[0026]一是可以选择在PFM模式下每隔一段时间强行进入PWM模式工作一段时间，让对应的电路参数重新锁定在参考频率上，然后再退回PFM模式。PFM和PffM模式下各自工作的时间可以根据系统功耗等的要求灵活选择，从几十毫秒到几十秒不等，甚至更长。这样的功能，在上述的几种模拟控制环路和数字控制环路里都可以实现。这种方法操作比较简单，也不需要增加太多额外的控制电路。但缺点是对于外围参数的急剧变化，特别是对于供电电压急剧升高的这种情况，响应不及时，输出纹波可能在几十毫秒内有大比例的增加。
[0027]对纹波要求更加严格的应用，PWM/PFM模式切换模块可以采用第二种方案来获得更加精确的控制，如图10所示。在PFM工作模式下，让纹波突然变大的环境参数主要有两个，供电电压(VIN)的升高和芯片结温(Tj)的降低。图10展示的想法是，将代表VIN和结温的电压相加，再和某个参考电压V3进行比较。如果前者超过参考电压V3，比较器翻转，表示供电电压VIN的升高，或者是结温(Tj)的降低对纹波的影响到了一个必须干涉的地步，此时可强行切换回PWM模式，重新计算一次新工作环境下的阈值间隔Vd和/或斜坡发生器的斜率常数K等，再自动切换回PFM模式。图10中的加法器输入分别表示，VIN的分压(δ X VIN)，和代表结温(Tj)的电压VPTAT(The Voltage Proport1nal to Absolute Temperature);参考电压V3由此时记录PFM模式窗口的变量通过另一个DAC来选择。这种方法可以持续监测工作环境的变化，严格控制输出纹波在PFM模式下的大小，当然代价是增加了更多的控制电路和在PFM模式下的功耗。
[0028]以上所述之实施例仅为本发明的较佳实施例，并非对本发明做任何形式上的限制。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的技术内容对本发明技术方案做出更多可能的变动和润饰，或修改为等同变化的等效实施例。故凡未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明之思路所作的等同等效变化，均应涵盖于本发明的保护范围内。
【主权项】
1.迟滞式控制器PWM和PFM模式下的控制方法，其特征在于，该方法为:在PWM工作模式下保持固定的工作频率;在PFM工作模式下保持和PffM相类似的输出电压纹波。2.根据权利要求1所述的迟滞式控制器PWM和PFM模式下的控制方法，其特征在于:在PffM工作模式下，是用频率跟随器来监控参考振荡器和PWM工作频率的区别，并利用这个误差来做相应的参数改变，从而驱动PWM工作频率固定在参考频率上;在PFM工作模式下，通过实时记录PWM模式下系统需要的实际数值，并用存储单元存贮下来，待系统切换成PFM模式后，直接调用，供控制回路使用。3.根据权利要求1所述的迟滞式控制器PWM和PFM模式下的控制方法，其特征在于:当PWM/PFM模式进行切换时，在PFM模式下每隔一段时间强行进入PWM模式工作一段时间，让对应的电路参数重新锁定在参考频率上，然后再退回PFM模式。4.根据权利要求1所述的迟滞式控制器PWM和PFM模式下的控制方法，其特征在于:当PWM/PFM模式进行切换时，将供电电压和芯片结温的电压相加，再和某个参考电压进行比较。如果前者超过参考电压，比较器翻转，表示供电电压的升高，或者是芯片结温的降低对纹波的影响到了一个必须干涉的地步，此时强行切换回PWM模式，重新计算一次新工作环境下的阈值间隔Vd和/或斜坡发生器的斜率常数K，再自动切换回PFM模式。
【文档编号】H02M1/14GK105958820SQ201610395792
【公开日】2016年9月21日
【申请日】2016年6月7日
【发明人】范俊, 陶海
【申请人】广东希荻微电子有限公司