电力变换装置的制造方法

电力变换装置的制造方法
【专利摘要】电力变换装置具备整流电路(2)、电抗器(3)、逆变器电路(4)以及绝缘变压器(6)。逆变器电路(4)在直流母线之间并联连接第1分支、第2分支以及直流电容器(5)而构成，第1分支A的第1交流端(4a)经由电抗器(3)与整流电路(2)的正极侧直流端子(2a)连接。通过第1分支A的PWM控制，对从交流电源(1)经由整流电路(2)的电流iac进行高功率因数控制，通过第2分支B的PWM控制，控制直流电容器(5)的电压Vdc而控制输出到绝缘变压器(6)的次级侧的电力，其中，第2分支B使用了第1分支A的占空比以下的占空比。
【专利说明】
电力变换装置
技术领域
[0001] 涉及对来自交流电源的输入进行电力变换并向绝缘变压器的次级侧供给期望的 电力的电力变换装置。
【背景技术】
[0002] 近年来，提案有利用一个电力变换装置同时实现输入的交流电流的功率因数控制 和输出电力控制的一级变换方式。以下，作为以往的一级变换方式的电力变换装置而示出 充电器用的转换器电路。
[0003] 充电器用的转换器电路通过如下部分构成转换器的初级电路:半桥整流电路，其 包括2个二极管；电容器，其与所述半桥整流电路的两端并联连接;全桥电路，其是将第1半 桥电路以及第2半桥电路的两端与所述电容器的两端并联连接而构成的，包括4个开关元 件，其中，所述第1半桥电路包括2个开关元件（1)和(2 )，所述第2半桥电路包括2个开关元件
[3] 和(4);电抗器，其设置于交流电源的一端与半桥电路中的二极管彼此的连接点之间，其 中，所述交流电源的另一端与上述第1半桥电路中的开关元件彼此的连接点连接;高频变压 器的初级线圈，其连接于所述第1半桥电路中的开关元件彼此的连接点与第2半桥电路中的 开关元件彼此的连接点之间；4个驱动电路，其与所述4个开关元件连接；以及控制电路。控 制电路交替地对包括4个开关元件的全桥电路中的包括开关元件（1)和(4)的组以及包括开 关元件(2)和(3)的组进行0N/0FF(导通/断开)控制。
[0004] 而且，转换器的次级电路通过全桥整流电路以及电容器构成，并对在所述初级电 路中生成的高频电力进行整流而使电池充电，其中，所述全桥整流电路与所述高频变压器 的次级线圈并联连接，所述电容器与所述全桥整流电路的两端并联连接(例如，参照专利文 献1)〇
[0005] 专利文献1:日本特开平11-243646号公报

【发明内容】

[0006] 在这样的以往的电力变换装置中，以相同的占空（duty)比同步控制全桥电路的2 个半桥电路。因此，在进行输入电流的高功率因数控制时，存在有时全桥电路的直流电容器 电压脱离动作范围，从而对电力变换装置施加过电压或者输出电流的脉动分量进一步扩大 的问题。
[0007] 本发明是为了解决上述问题而完成的，目的是提供能够高可靠性地同时实现输入 电流的高功率因数控制和输出电力控制的电力变换装置。
[0008] 本发明的电力变换装置具备:整流电路，对多个二极管全桥配置而成，对来自交流 电源的输入进行整流；电抗器，连接于上述整流电路的直流端子;逆变器电路;绝缘变压器； 以及控制电路，对上述逆变器电路进行输出控制。上述逆变器电路在直流母线之间由第1分 支、第2分支以及直流电容器并联连接而构成，所述第1分支是串联连接第1开关元件以及第 2开关元件并将其连接点作为第1交流端的分支;所述第2分支是串联连接第3开关元件以及 第4开关元件并将其连接点作为第2交流端的分支，上述第1交流端连接于上述整流电路的 正极侧直流端子，负极侧直流母线连接于上述整流电路的负极侧直流端子。上述绝缘变压 器具有初级绕组、次级绕组，对该初级绕组的两端连接上述逆变器电路的上述第1交流端、 上述第2交流端。
[0009] 另外，上述控制电路通过上述第1分支的PWM(pulse width modulation，脉冲宽度 调制)控制，对从上述交流电源经由上述整流电路而流过的电路电流进行高功率因数控制， 通过上述第2分支的PffM控制，控制上述直流电容器的电压从而控制输出到上述绝缘变压器 的次级侧的电力，其中，所述第2分支的PWM控制使用了上述第1分支的占空比以下的占空 比。
[0010] 根据本发明的电力变换装置，能够高可靠性地同时实现输入电流的高功率因数控 制和输出电力控制。
【附图说明】
[0011]图1是本发明的实施方式1的电力变换装置的结构的图。
[0012] 图2是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动作的选通信号以及各部分的 波形图。
[0013] 图3是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的第1模式下的动作的电流路径 图。
[0014] 图4是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的第2模式下的动作的电流路径 图。
[0015] 图5是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的第3模式下的动作的电流路径 图。
[0016] 图6是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的第4模式下的动作的电流路径 图。
[0017] 图7是示出本发明的实施方式1的第1分支的占空比的图。
[0018] 图8是示出本发明的实施方式1的第2分支的占空比的图。
[0019] 图9是示出本发明的实施方式1的生成第1分支的占空指令的控制框图。
[0020]图10是示出本发明的实施方式1的生成第2分支的占空指令上限的控制框图。
[0021]图11是示出本发明的实施方式1的生成第2分支的基本占空指令的控制框图。
[0022] 图12是示出本发明的实施方式1的生成第2分支的占空指令的控制框图。
[0023] 图13是说明本发明的实施方式1的电力变换装置中的使用了锯齿波的选通信号的 生成的波形图。
[0024] 图14是示出本发明的实施方式1的生成第1分支的选通信号的控制框图。
[0025] 图15是示出本发明的实施方式1的生成第2分支的选通信号的控制框图。
[0026] 图16是说明本发明的实施方式2的电力变换装置中的使用了三角波的选通信号的 生成的波形图。
[0027] 图17是示出本发明的实施方式2的生成第1分支的选通信号的控制框图。
[0028] 图18是示出本发明的实施方式2的生成第2分支的选通信号的控制框图。
【具体实施方式】
[0029] 实施方式1.
[0030] 以下对本发明的实施方式1的电力变换装置进行说明。图1是本发明的实施方式1 的电力变换装置的概略结构图。
[0031] 如图1所示，电力变换装置具备:主电路，其用于将交流电源1的交流电力变换为直 流电流并输出到作为直流电路的电池10;以及控制电路11。
[0032] 主电路具备对来自交流电源1的输入进行整流的整流电路2、作为限流电路的电抗 器3、逆变器电路4、绝缘变压器6、第2整流电路7、作为第2电抗器的平滑电抗器8以及平滑电 容器9。
[0033] 整流电路2是对4个二极管201~204全桥配置而成的二极管整流电路。逆变器电路 4是在直流母线之间(PN母线之间）并联连接第1分支A、第2分支B以及直流电容器5而构成的 全桥逆变器电路，其中，所述第1分支A是串联连接第1开关元件401以及第2开关元件402并 将其连接点作为第1交流端4a的分支，所述第2分支B是串联连接第3开关元件403以及第4开 关元件404并将其连接点作为第2交流端4b的分支。
[0034]该情况下，第2整流电路7是对4个二极管701~704全桥配置而成的二极管整流电 路，不过也可以使用其他的二极管的整流方式或者使用有源元件的整流方式。
[0035]绝缘变压器6具有初次绕组6a以及次级绕组6b，并对该初级绕组6a两端连接逆变 器电路4的第1交流端4a、第2交流端4b，对次级绕组6b的两端连接第2整流电路7的交流端 子。
[0036] 另外，在绝缘变压器6的初级侧，交流电源1的输出与整流电路2的交流端子连接， 所述整流电路2的正极侧直流端子2a经由电抗器3与逆变器电路4的第1交流端4a连接。整流 电路2的负极侧直流端子2b连接于逆变器电路4的负极侧直流母线（以下称作N母线）。
[0037] 在绝缘变压器6的次级侧，平滑电容器9与电池 10并联连接，第2整流电路7的第1直 流输出端子经由平滑电抗器8与平滑电容器9的第1端子连接，第2整流电路7的第2直流输出 端子与平滑电容器9的第2端子连接。
[0038]第1开关元件401~第4开关元件404分别由与二极管401a~二极管404a反向并联 连接的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅门极晶体管）构成。
[0039]另外，第1开关元件401~第4开关元件404除了 IGBT以外，也可以是在源极与漏极 之间内置有二极管的M0SFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor:金 属氧化物半导体场效应晶体管)等半导体开关元件。而且，在使用MOSFET的情况下，也可以 将内置二极管用于二极管401a~二极管404a。
[0040] 另外，电抗器3与整流电路2的正极侧直流端子2a连接，不过也可以与负极侧直流 端子2b连接，还可以与整流电路2的正极侧直流端子2a、负极侧直流端子2b这两方分布式连 接。
[0041] 进而，作为直流电路，除电池 10之外，只要是需要与来自交流电源1的输入绝缘的 直流负载即可，例如也可以由双层电容器等构成。
[0042] 另外，本发明具备:检测交流电源1的电压Vac的电压传感器、检测直流电容器5的 电压Vdc的电压传感器、检测平滑电容器9的电压Vbat的电压传感器；以及检测电流iac的电 流传感器、检测流向电池 IO的充电电流(直流电流）ibat的电流传感器，其中，所述电流iac 是从交流电压1流经整流电路2的电路电流。该情况下，检测流过电抗器3的电流并将其作为 电流iac〇
[0043] 将检测到的直流电容器电压Vdc、平滑电容器电压Vbat、交流电源电压(交流电压） Vac、电流iac以及充电电流ibat输入到控制电路11，控制电路11根据这些数值进行高频PWM 控制，从而生成对第1开关元件401~第4开关元件404的选通信号Gl~G4,对逆变器电路4进 行输出控制。此时，控制电路11以使来自交流电源1的输入功率因数大致为1，即以对电流 iac进行高功率因数控制的方式，生成对第1分支A的选通信号GA(G1、G2)，控制电路11以使 直流电容器5的电压Vdc成为目标电压Vdc*的方式生成对第2分支B的GB(G3、G4)，从而使第1 开关元件401~第4开关元件404导通/断开，对逆变器电路4进行输出控制。
[0044]以下对这样构成的电力变换装置的动作，也就是将直流电力输出到电池10的动作 进行说明。
[0045]图2是示出对第1开关元件401~第4开关元件404的选通信号Gl~G4、电流iac以及 直流电容器5的电压Vdc。另外，将目标电压Vdc*设定得高于交流电源1的电压Vac的峰值电 压Vp，直流电容器5的电压Vdc被控制得高于峰值电压Vp。
[0046]因为来自交流电源1的电压Vac在整流电路2中被全波整流，所以以交流周期的2倍 周期进行动作。第1分支A的第1开关元件401、第2开关元件402通过PffM控制来控制电流iac， 以使来自交流电源1的输入电流量保持恒定，并且使输入功率因数大致为1，其中，所述第1 分支A的第1开关元件401、第2开关元件402根据选通信号G1、G2进行动作。另外，第2分支B的 第3开关元件403、第4开关元件404进行控制以调整对电池10供给的电力量和直流电容器5 的充放电量，而使直流电容器5的电压Vdc成为恒定的目标电压Vdc*，其中，所述第2分支B的 第3开关元件403、第4开关元件404根据选通信号G3、G4进行动作。以下，将控制电流iac以使 来自交流电源1的输入功率因数大致为1的情况简称为电流控制。
[0047]如图2所示，将第1开关元件401~第4开关元件404的驱动周期设为T时，驱动周期T 分割为to~tl、tl~t2、t2~t3、t3~t4(t0)这4个期间，将各期间的动作模式设为第1模式 ~第4模式。
[0048] t0( = t4)时，利用选通信号Gl动作的第1开关元件401导通，利用选通信号G2动作 的第2开关元件402断开。此时，利用选通信号G4动作的第4开关元件404也同时导通。
[0049] tl时，第4开关元件404断开。
[0050] t2时，第1开关元件401断开而第2开关元件402导通。此时，利用选通信号G3动作的 第3开关元件403也同时导通。
[00511 t3时，第3开关元件403断开。
[0052]图3~图6示出用于说明各期间的每个动作模式的动作的电流路径图。另外，电流 路径图示出逆变器电路4中的电流路径。该情况下，流入电抗器3的电流iac从交流电源1经 由整流电路2流过电抗器3并输入到逆变器电路4的第1交流端4a。
[0053] t0~tl中的第1模式下，第1开关元件401、第4开关元件404都是导通状态，电流以 图3示出的电流路径流动。即，流过电抗器3的电流iac流入绝缘变压器6的初级绕组6a，经由 第4开关元件404返回到输入侧。另外，电流从直流电容器5经由第1开关元件401流向初级绕 组6a，并经由第4开关元件404返回到直流电容器5。
[0054] 在该第1模式下，第1开关元件401是导通状态，所以电抗器3的逆变器电路4侧的电 位固定为电压Vdc。直流电容器5的电压Vdc被控制得高于交流电源1的电压Vac的峰值电压 Vp，流入电抗器3的电流iac减少。另外，直流电容器5中对电流进行放电，所以电压Vdc降低。
[0055] tl~t2中的第2模式下，只有第1开关元件401是导通状态，电流以图4示出的电流 路径流动。即，流过电抗器3的电流iac经由第1开关元件401流入直流电容器5。第2开关元件 402~第4开关元件404是断开状态，所以不存在上述以外的电流路径。
[0056]在该第2模式下，第1开关元件401是导通状态，所以电抗器3的逆变器电路4侧的电 位固定为电压Vdc。直流电容器5的电压Vdc被控制得高于交流电源1的电压Vac的峰值电压 Vp，流入电抗器3的电流iac减少。另外，直流电容器5中对电流进行充电，所以电压Vdc增加。 [0057] t2~t3中的第3模式下，第2、第3开关元件402、403都是导通状态，电流以图5示出 的电流路径流动。即，流过电抗器3的电流iac经由第2开关元件402回流到输入侧。另外，电 流从直流电容器5经由第3开关元件403流向初级绕组6a，并经由第2开关元件402返回到直 流电容器5。
[0058]在该第3模式下，第2开关元件402是导通状态，所以电抗器3的逆变器电路4侧的电 位固定为N母线的电位0，流入电抗器3的电流iac增加。另外，直流电容器5中对电流进行放 电，所以电压Vdc降低。
[0059] t3~t4( = t0)中的第4模式下，只有第2开关元件402是导通状态，电流以图6示出 的电流路径进行流动。即，流过电抗器3的电流iac经由第2开关元件402回流到输入侧。第1 开关元件401、第3开关元件403、第4开关元件404是断开状态，所以不存在上述以外的电流 路径。
[0060] 所述第4模式下，第2开关元件402是导通状态，所以电抗器3的逆变器电路4侧的电 位固定为N母线的电位0，流入电抗器3的电流iac增加。另外，直流电容器5中没有电流的充 放电，所以电压Vdc不变。
[0061] 第1模式以及第3模式下，电流流入绝缘变压器6,并且在第1模式与第3模式中流入 初级绕组6a的电流极性发生反转。即，对绝缘变压器6输入交流电源，利用与次级绕组6b连 接的第2整流电路将交流电力变换为直流电力，利用平滑电抗器8以及平滑电容器9对直流 电力进行平滑并供给到电池10。这样，通过第1模式以及第3模式对电池10供给直流电力。
[0062] 另外，在第1模式与第3模式中，电流以相反的极性流入绝缘变压器6,所以为了抑 制绝缘变压器6的磁偏现象，将第1模式与第3模式的期间设定为相等。即，第4开关元件404 的导通期间与第3开关元件403的导通期间相等，占空比被控制为相等。
[0063]如图2所示，第1开关元件401与第2开关元件402之间是导通/断开反转的控制，第1 开关元件401的导通期间内电流iac减少，第2开关元件402的导通期间内电流iac增加。通过 调整图2中的t2即调整第1开关元件401、第2的开关元件402的占空比，能够调整电流iac的 增减，从而实现电流控制。
[0064]另外，第4开关元件404只在第1开关元件401的导通期间内具有导通期间，第3开关 元件403只在第2开关元件402的导通期间内具有导通期间。而且，第3开关元件403、第4开关 元件404的导通期间内电压Vdc降低，在仅第1开关元件401的导通期间内电压Vdc增加。通过 调整图2中的t3、tl，即调整第3开关元件403、第4开关元件404的占空比，调整直流电容器5 的电压Vdc的增减从而使其维持于目标电压Vdc*。
[0065] 这样，通过分别使用个别的开关元件的占空比进行电流iac的电流控制与电压Vdc 的电压控制，一边同时实现电流控制和电压控制一边对电池1 〇供给直流电力，其中，所述电 流iac的电流控制使用了第1分支A的第1开关元件401、第2开关元件402,所述电压Vdc的电 压控制使用了第2分支B的第3开关元件403、第4开关元件404。以下详细叙述所述电流控制 与电压控制的详情。
[0066] 首先，t2是根据电流控制而确定的定时，第1开关元件401的每个驱动周期T的导通 期间（t〇-t2)即占空比Dl以（式1)表示。并且，第2开关元件402的每个驱动周期T的导通期间 (t2-t4)即占空比D2以（式2)表示。其中，vac是交流电源1的电压波形，Vdc是直流电容器5的 电压。
[0067] Dl =vac/Vdc···(式1)
[0068] D2 = (Vdc_vac)/Vdc···(式2)
[0069]以基于上述(式1)、（式2)的占空比驱动第1开关元件401、第2开关元件402。
[0070]另外，第4开关元件404与第1开关元件401同时导通，第3开关元件403与第2开关元 件402同时导通，第4开关元件404的导通期间（t〇-tl)与第3开关元件403的导通期间（t2-t3)相等。第3开关元件403、第4开关元件404的每个驱动周期T的导通期间即占空比D3、占空 比D4以（式3)表示。其中，Vbat是平滑电容器9的电压，Nl是绝缘变压器6的初次绕组6a的匝 数，N2是绝缘变压器6的次级绕组6b的匝数。
[0071] D3 = D4=(l/2) · (Vbat/Vdc) · (N2/N1)···(式3)
[0072] 另外，第4开关元件404只在第1开关元件401的导通期间内具有导通期间，第3开关 元件403只在第2开关元件402的导通期间内具有导通期间。因此，占空比D3、D4总是比占空 比D1、D2小，t0~t4的关系为t0彡tl$t2、t2彡t3彡t4。
[0073] 图7示出第1分支A的占空比Dl、D2的概略占空轨迹图与作为第2分支B的占空比D3 (D4)的上限的DlinuDlim的各点是该相位的min(Dl，D2)，即，Dlim是D1、D2的较小一方的占 空比。
[0074] 如图7所示，Dl在交流电压的过零相位0、π为〇,在相位jt/2为峰值。因此，在相位0、π 附近01丨111 = 01。该情况下，在相位31/2附近，02〈01，01;[111 = 02。
[0075]另外，相位V2时的Dlim的值Da以（式4)表示。其中，Vp是交流电压Vac的峰值电压。
[0076] Da=min(Vp/Vdc，（Vdc_Vp)/Vdc)···(式4)
[0077] 通过使占空比D3(D4)小于Dlim，能调整第1模式以及第3模式的期间从而实现电压 Vdc的控制，其中，所述第1模式以及第3模式的期间是向绝缘变压器6的电流流通期间。此 处，用以下的式子示出能够控制电压Vdc的条件，即可控制条件。
[0078] D3(D4)〈Da
[0079] 即，
[0080]
[0081] …（式5)
[0082] 图8是示出第2分支B的占空比D3(D4)的图。在满足以上述(式5)示出的可控制条件 时，将通过(式3)运算出的D3(D4)的值设为基本占空比D3a。即，
[0083] D3a〈Dlim 时，D3(D4)=D3a
[0084] D3a 彡 Dlim 时，D3(D4)=Dlim。
[0085] 在交流电压的过零相位0、3i附近，Dlim理论上无限趋近于0。因此，在D3(D4)的运算 值为Dlim以上的相位范围，将D3(D4)设定为Dlim的值。在除此以外的相位范围，根据上述可 控制条件，D3(D4)比Dlim小。由此，能够在全部相位中使占空比D3(D4)小于Dlim，能够控制 电压Vdc 0
[0086]这样，不管相位如何，都能够使第2分支B的第3开关元件403、第4开关元件404的占 空比D3(D4)小于第1分支A的第1开关元件401的占空比Dl、第2开关元件402的占空比D2,能 够将电压Vdc控制为恒定的目标电压Vdc*。该电压控制是控制输出电力量而控制电压Vdc的 输出电力控制。
[0087] 由此，通过第1分支A的占空比控制进行电流控制，通过第2分支B的占空比控制进 行输出电力控制，即能够利用全桥结构的一个逆变器电路4实现电流控制与输出电力控制。
[0088] -般，在与单相系统连接的单相逆变器中，在直流部产生交流频率的2倍频的电压 脉动。本实施方式中，在逆变器电路4的驱动周期T内进行直流电容器5的充电与放电，所以 所产生的电压脉动基于驱动周期T，特别是由第2模式中的充电期间规定。因此，逆变器电路 4中，不产生交流频率的2倍频的电压脉动，能够大幅降低直流电容器5的电容量，能够将直 流电容器5小型化。
[0089] 交流电源1中，功率因数为1的电压vac与电流iac以（式6)、（式7)定义。交流电源1 的电力Pac为(式8)。该实施方式中，以（式8)示出的电力Pac全部被传送给电池10。在电池10 是恒定的电压Vbat时，向电池10供给的电流ibat为(式9)，具有交流频率的2倍频的脉动分 量。其中，Vac是交流电源1的电压有效值，Iac是交流电源1的电流有效值。
[0090] "·（式 6 )
[0091] …（式 7)
[0092] Pac = Vac · Iac( l_cos(2 ω t))…（式8)
[0093] ibat = (Vac/Vbat) · Iac( l_cos(2 ω t))…（式9)
[0094] 接下来，对生成用于进行电流控制与电压控制的占空比Dl~D4的指令值进行说 明。以下，将占空比的指令值称为占空指令。
[0095] 图9是示出利用控制电路11生成第1分支A的占空指令的控制框图。D1*、D2*是用于 对第1开关元件401、第2开关元件402进行PffM控制的占空指令。通过该占空指令D1*、D2*控 制来自交流电源1的电流量，并且控制电流i ac以使来自交流电源1的输入功率因数大致为 1〇
[0096]如图9所示，将同步于交流电源1的电压Vac的正弦波的电流指令（目标正弦波电 流)iac*与所检测到的电流iac之差20作为反馈量，将PI控制后的输出21除以电压Vdc，从而 求出第2开关元件402的基准占空指令22。然后，对基准占空指令22相加前馈项23来作为第2 开关元件402的占空指令D2*。前馈项23是以上述(式2)示出的（Vd C-vaC)/Vdc，并且按照交 流电源1的相位针对逆变器电路4的每个驱动周期来确定。另外，将1减去占空指令D2*而得 到的值作为第1开关元件401的占空指令D1*。
[0097]图10是示出生成作为第2分支B的占空指令上限的Dlim的控制框图。如图10所示， D1*、D2*被输入到选择器24,并且还被输入到比较器25。选择器24根据来自比较器25的比较 信号25a，将D1*、D2*中的某一方作为Dlim输出。
[0098]当D2*是Dl*以上的值时，来自比较器25的比较信号25a为H，选择器24将Dl*作为 Dlim输出。当D2*是小于Dl*的值时，来自比较器25的比较信号25a为L，选择器24将D2*作为 Dlim输出。
[0099] 图11是示出生成第2分支B的基本占空指令的控制框图。D3a*是以图8示出的基本 占空比D3a的指令值，即，是基本占空指令。所述基本占空指令D3a*被运算为控制输出电力 量而将电压Vdc维持为目标电压Vdc*。
[0100] 如图11所示，将直流电容器5的目标电压Vdc*与所检测到的电压Vdc之差30作为反 馈量，将PI控制了的输出作为向电池10的输出电流指令值31。通过增益调整器34调整输出 33,生成基准占空指令D3a*，该输出33是将把该电流指令值31与所检测到的电流ibat的差 值32作为反馈量并PI控制而得到的输出。
[0101] 图12是示出生成第2分支B的占空指令的控制框图。D3*(=D4*)是用于对第3开关 元件403、第4开关元件404进行PffM控制的占空指令。
[0102]如图12所示，基本占空指令D3a*与Dlim被输入到选择器35,并且被输入到比较器 36。选择器35根据来自比较器36的比较信号36a，将D3a*、Dlim中的某一方作为D3*输出。 [0103] 当D3a*是Dlim以上的值时，来自比较器36的比较信号36a为H，选择器35将Dlim作 为D3*输出。当D3a*是小于Dlim的值时，来自比较器36的比较信号36a为L，选择器35将D3a* 作为D3*输出。
[0104] 接下来，以下根据图13~图15对选通信号Gl~G4的生成进行说明，其中，所述选通 信号Gl~G4对逆变器电路4的第1开关元件401~第4开关元件404进行控制。图13是说明生 成选通信号Gl~G4的波形图，图14是示出生成第1分支A的选通信号G1、G2的控制框图，图15 是示出生成第2分支B的选通信号G3、G4的控制框图。
[0105] 如图13所示，选通信号Gl~G4通过P丽控制而生成，其中，所述P丽控制使用了第1 分支A、第2分支B的占空指令与载波，该情况下，作为所述载波使用锯齿波38。作为第1分支A 的占空指令使用D2*，作为第2分支B的占空指令使用D3*(=D4*)。另外，生成各选通信号Gl ~G4所使用的锯齿波38是相同相位、相同值的波形。
[0106] 如图14所示，第1分支A的选通信号生成器39具备两个比较器39a、39b，分别比较 D2*与锯齿波38而生成选通信号G2、G1。
[0107]在D2*为锯齿波38的值以上的期间（ttO~tt2)，选通信号G2为H，将第2开关元件 402设为导通状态。另外，在锯齿波38的值为D2*以上的期间（tt2~tt4( = tt0))，选通信号 Gl为H，将第1开关元件401设为导通状态。
[0108] 如图15所示，生成第2分支B的选通信号G3的选通信号生成器40具备一个比较器 40a。另外，使用选通信号生成器41与AND电路(逻辑与电路)43生成选通信号G4,其中，所述 选通信号生成器41具备两个比较器41a、41b。
[0109] 在生成选通信号G3的选通信号生成器40中，比较器40a比较D3*与锯齿波38而生成 选通信号G3。在D3*为锯齿波38的值以上的期间（ttO~ttl)，选通信号G3为H，将第3开关元 件403设为导通状态。另外，选通信号G2、G3都在ttO时上升，即，选通信号脉冲上升同步。 [0110] 在选通信号生成器41中，比较器41a将相加 D2*与D3*得到的和42与锯齿波38进行 比较，比较器41b将锯齿波38与D2*进行比较。将来自两个比较器41a、41b的比较信号输入到 AND电路43，AND电路43生成逻辑与并输出选通信号G4。选通信号G4从锯齿波38变为D2*以上 的值的定时（tt2)开始，在基于D3*的选通信号G3的脉宽Wl的范围为H，在期间（tt2~tt3)， 将第4开关元件404设为导通状态。另外，选通信号Gl、G4都在tt2时上升，即，选通信号脉冲 的上升同步。
[0111] 另外，图13中的《0、《1、《2、《3是与图2中七233、七4(切）31--对应的。即，ttO ~ttl、ttl~tt2、tt2~tt3、tt3~tt4(t0)的各期间的动作模式依次为第3模式、第4模式、 第1模式、第2模式。
[0112] 如上所述，本实施方式中，调整占空比D1、D2而对第1分支A进行PffM控制，从而对从 交流电源1经由整流电路2流过的电流i ac进行高功率因数控制;将占空比D3 (D4)调整为占 空比Dl、D2以下的值而对第2分支B进行PffM控制，从而控制直流电容器5的电压Vdc并对输出 到绝缘变压器6的次级侧的电力进行控制。由此，能够通过全桥结构的一个逆变器电路4实 现电流控制与输出电力控制，并能实现电力变换装置的简化、小型化。
[0113] 另外，控制电路11以同步的相等的驱动周期T对第1分支A以及第2分支B进行PffM控 制，生成控制第1分支A的占空指令D1*、D2*，以使电流iac成为目标正弦波电流即电流指令 iac*，生成控制第2分支B的占空指令D3*(D4*)，以使直流电容器5的电压Vdc成为目标电压 Vdc*，其中，所述目标电压Vdc*高于交流电源1的峰值电压Vp。由此，能以良好的可靠性实现 电流iac的高功率因数控制与输出电力控制，其中，所述输出电力控制将电压Vdc维持为目 标电压Vdc*。
[0114] 另外，为了将占空比D3、D4控制为相等，对绝缘变压器6的磁偏进行抑制，其中，所 述占空比D3、D4对第2分支B的第3开关元件403、第4开关元件404进行控制。进而，将第1开关 元件401、第2开关元件402的占空比Dl、D2中的较小一方作为上限Dlim，对占空比D3、D4进行 限制。因此，能够将第4开关元件404控制为只在第1开关元件401的导通期间内具有导通期 间，将第3开关元件403控制为只在第2开关元件402的导通期间内具有导通期间。因此，能准 确控制直流电容器5的充电与放电的期间，能够以良好的可靠性将电压Vdc控制为目标电压 Vdc^0
[0115] 另外，使用锯齿波38作为第1分支A、第2分支B的PffM控制的载波，并且以使对第1开 关元件401的选通信号脉冲的上升与第4开关元件404的选通信号脉冲的上升同步、使对第2 开关元件402的选通信号脉冲的上升与对第3开关元件403的选通信号脉冲的上升同步的方 式生成选通信号Gl~G4。因此，可在高功率因数控制的制约条件内自由调整第2分支B的占 空比D3(D4)，能够以良好的可靠性独立实现高功率因数控制与输出电力控制，进一步提高 传输电力的质量，能够实现可靠性更高的电力变换装置的输出控制。
[0116] 另外，在所述实施方式中，在逆变器电路4的驱动周期T内进行直流电容器5的充电 与放电，所以电压脉动基于所述驱动周期T。因此，电力脉动全部被传送到绝缘变压器6的次 级侧的电池10,无需用直流电容器5来担保交流电源周期的2倍频的电力脉动，其中，所述电 力脉动是以由交流电源1产生的交流电源周期的2倍频率脉动的电力脉动。直流电容器5只 担保起因于逆变器电路4的驱动周期T的充放电即可，通过大幅降低电容量来实现装置结构 的小型化。
[0117]另外，在上述实施方式中，示出的是使对第1开关元件401、第4开关元件404的选通 信号脉冲的上升同步，并使对第2、第3开关元件402、403的选通信号脉冲的上升同步的情 况，但也可以设为使二者的选通信号脉冲的下降同步的方式。
[0118]另外，也可以对第1分支A的第1开关元件401、第2开关元件402的开关设置防止短 路用的空载时间。同样地，也可以对第2分支B的第3开关元件403、第4开关元件404的开关设 置防止短路用的空载时间。
[0119] 另外，在将电抗器3与负极侧直流端子2b连接的情况下，或者将电抗器3与整流电 路2的正极侧直流端子2a、负极侧直流端子2b这双方分布式连接的情况下，与上述实施方式 相同，通过PWM控制第1分支A而进行电流控制，通过PffM控制第2分支B而对直流电容器5的电 压Vdc进行电压控制，也能得到与上述实施方式相同的效果。
[0120] 另外，上述实施方式方式中，电力变换装置构成为具有绝缘变压器6的次级侧结 构，即构成为具有第2整流电路7、平滑电抗器8以及平滑电容器9的结构，但该次级侧电路不 局限于该结构，也可以不在电力变换装置内设置，而连接在其他装置中构成的次级侧电路 来使用。
[0121] 实施方式2.
[0122] 以下，对本发明的实施方式2的电力变换装置进行说明。上述实施方式1中，将锯齿 波38用于逆变器电路4的PWM控制的载波，而本实施方式2中，将三角波用于载波。本实施方 式2的电力变换装置关于主电路结构以及各占空比指令Dl*~D4*的生成与上述实施方式1 相同。
[0123] 以下，根据图16~图18对本实施方式2中的选通信号Gl~G4的生成进行说明，其 中，所述选通信号Gl~G4对逆变器电路4的第1开关元件401~第4开关元件404进行控制。图 16是说明生成选通信号Gl~G4的波形图；图17是示出生成第1分支A的选通信号G1、G2的控 制框图；图18是示出生成第2分支B的选通信号G3、G4的控制框图。
[0124] 如图16所示，选通信号Gl~G4通过P丽控制而生成，其中，所述P丽控制使用了第1 分支A、第2分支B的占空指令与载波，该情况下，将上述载波用于三角波50。作为第1分支A的 占空指令使用D2*，作为第2分支B的占空指令使用D3*(=D4*)。另外，生成各选通信号Gl~ G4所使用的三角波50是相同的。
[0125] 如图17所示，第1分支A的选通信号生成器51具备两个比较器51a、51b，分别比较 D2*与三角波50而生成选通信号G2、G1。
[0126] 在D2*为三角波50的值以上的期间（t0~t2，t5~t7(t0))，选通信号G2为H，将第2 开关元件402设为导通状态。另外，在三角波50的值为D2*以上的期间（t2~t5)，选通信号Gl 为H，将第1开关元件401设为导通状态。
[0127] 如图18所示，第2分支B的选通信号生成器52具备两个比较器52a、52b。所述比较器 52a将D3*与三角波50比较而生成选通信号G3。在D3*为三角波50的值以上的期间（t6~t0 (t7)~tl)，选通信号G3为H，将第3开关元件403设为导通状态。另外，选通信号G2、G3的选通 信号脉冲的中心在三角波50的波谷相位同步。
[0128] 比较器52b将三角波50与占空比指令（1-D3*)进行比较而生成选通信号G4,其中， 所述占空比指令（1-D3*)是1减去D3*而得到的值。在三角波50为（1-D3*)以上的期间（t3~ t4)，选通信号G4为H，将第4开关元件404设为导通状态。选通信号G3、G4的选通信号脉冲的 脉宽W2相等，第3开关元件403、第4开关元件404的导通期间的长度相等。另外，选通信号G1、 G4的选通信号脉冲的中心在三角波50的波峰相位同步。
[0129] 如上所述，在本实施方式2中，也调整占空比D1、D2而对第1分支A进行Pmi控制，从 而对从交流电源1经由整流电路2流过的电流iac进行高功率因数控制;过将占空比D3 (D4) 调整为占空比Dl、D2以下的值而对第2分支B进行PWM控制，从而控制直流电容器5的电压Vdc 并对输出到绝缘变压器6的次级侧的电力进行控制。由此，与上述实施方式1相同，能够通过 全桥结构的一个逆变器电路4实现电流控制与输出电力控制，能实现电力变换装置的简化、 小型化。
[0130]另外，将三角波50用于第1分支A、第2分支B的PffM控制的载波，并且以使对第1开关 元件401的选通信号脉冲的中心与对第4开关元件404的选通信号脉冲的中心在三角波50的 波峰相位同步、使对第2开关元件402的选通信号脉冲中心与对第3开关元件403的选通信号 脉冲的中心在三角波50的波谷相位同步的方式生成选通信号Gl~G4。因此，可在高功率因 数控制的制约条件内自由调整第2分支B的占空比D3(D4)，能够以良好的可靠性独立实现高 功率因数控制与输出电力控制，进一步提高传输电力的质量，能够实现可靠性更高的电力 变换装置的输出控制。
[0131]另外，通过将三角波50用于载波，第2模式与第4模式的合计期间即未向绝缘变压 器6传输电力的期间，在驱动周期T中以三角波50的峰值相位为中心而对称。因此，如下两个 电流量相等:在第1模式下在绝缘变压器6中流通电流之后，在第2模式下变压器电流减少时 流过第4开关元件404的电流量；以及在第3模式下在绝缘变压器6中流通电流之后，在第4模 式下变压器电流减少时流过第3开关元件403的电流量。由此，第3开关元件403、第4开关元 件404的损耗均匀，能简化散热结构，能促进电力变换装置小型化。
[0132]另外，本发明能够在发明的范围内自由组合各实施方式，或者将各实施方式进行 适当变形、省略。
【主权项】
1. 一种电力变换装置，具备： 整流电路，对多个二极管全桥配置而成，对来自交流电源的输入进行整流； 电抗器，与所述整流电路的直流端子连接； 逆变器电路，在直流母线之间并联连接第1分支、第2分支以及直流电容器而构成，所述 第1分支是串联连接第1开关元件以及第2开关元件并将其连接点作为第1交流端的分支，所 述第2分支是串联连接第3开关元件以及第4开关元件并将其连接点作为第2交流端的分支， 所述第1交流端与所述整流电路的正极侧直流端子连接，负极侧直流母线与所述整流电路 的负极侧直流端子连接； 绝缘变压器，具有初级绕组、次级绕组，对该初级绕组的两端连接所述逆变器电路的所 述第1交流端、所述第2交流端；以及 控制电路，对所述逆变器电路进行输出控制， 所述控制电路通过所述第1分支的PWM控制，对从所述交流电源经由所述整流电路而流 过的电路电流进行高功率因数控制，通过所述第2分支的PWM控制，控制所述直流电容器的 电压而控制输出到所述绝缘变压器的次级侧的电力，其中，所述第2分支的PWM控制使用了 所述第1分支的占空比以下的占空比。2. 根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，具备： 第2整流电路，与所述绝缘变压器的所述次级绕组连接；以及 第2电抗器，与该第2整流电路的直流端子连接， 所述控制电路通过对所述第2分支进行PWM控制，控制对与所述第2整流电路连接的直 流电路的输出电力。3. 根据权利要求1或者权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于， 所述控制电路 以同步且相等的驱动周期，对所述第1分支以及所述第2分支进行PWM控制， 控制所述第1分支，以使所述电路电流成为目标正弦波电流， 控制所述第2分支，以使所述直流电容器的电压成为高于所述交流电源的峰值电压的 目标电压。4. 根据权利要求3所述的电力变换装置，其特征在于， 所述控制电路使所述第3开关元件以及所述第4开关元件的占空比相等，并将所述第1、 第2开关元件这两个开关元件的占空比中的小的一方作为上限来限制该占空比。5. 根据权利要求3或者权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于， 所述控制电路 控制所述第2开关元件，以使得与所述第1开关元件导通断开反转， 控制所述第4开关元件，以使得只在所述第1开关元件的导通期间内具有导通期间，其 中，所述第4开关元件与所述第1开关元件成对角关系， 控制所述第3开关元件，以使得只在所述第2开关元件的导通期间内具有导通期间，其 中，所述第3开关元件与所述第2开关元件成对角关系。6. 根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于， 所述控制电路 将锯齿波用于所述第1分支、所述第2分支的PWM控制的载波， 使对所述第1开关元件的选通信号脉冲的上升与对所述第4开关元件的选通信号脉冲 的上升同步， 使对所述第2开关元件的选通信号脉冲的上升与对所述第3开关元件的选通信号脉冲 的上升同步。7. 根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于， 所述控制电路 将三角波用于所述第1分支、所述第2分支的PWM控制的载波， 使对所述第1开关元件的选通信号脉冲的中心与对所述第4开关元件的选通信号脉冲 的中心同步， 使对所述第2开关元件的选通信号脉冲的中心与对所述第3开关元件的选通信号脉冲 的中心同步。8. 根据权利要求7所述的电力变换装置，其特征在于， 所述控制电路 生成对所述第3、第4开关元件中的一方元件的占空比的指令值，通过比较该占空比的 指令值与所述三角波，生成对所述一方元件的所述选通信号脉冲； 对从1减去所述占空比的指令值而得到的值与所述三角波进行比较，生成对所述第3、 第4开关元件中的另一方元件的所述选通信号脉冲。
【文档编号】H02M7/12GK106068605SQ201580012417
【公开日】2016年11月2日
【申请日】2015年3月6日 公开号201580012417.2, CN 106068605 A, CN 106068605A, CN 201580012417, CN-A-106068605, CN106068605 A, CN106068605A, CN201580012417, CN201580012417.2, PCT/2015/56612, PCT/JP/15/056612, PCT/JP/15/56612, PCT/JP/2015/056612, PCT/JP/2015/56612, PCT/JP15/056612, PCT/JP15/56612, PCT/JP15056612, PCT/JP1556612, PCT/JP2015/056612, PCT/JP2015/56612, PCT/JP2015056612, PCT/JP201556612
【发明人】近藤亮太, 高原贵昭, 村上哲, 山田正树, 上原直久, 木下英彦
【申请人】三菱电机株式会社