高效调制射频放大器的制作方法

专利名称：高效调制射频放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及RF放大器和信号调制。
背景技术：
在诸如蜂窝电话、寻呼机、无线调制解调器之类的无线通信设备中，非常关心电池寿命。特别地，射频传送消耗大量电源。此类功耗的作用因素是低效功率放大操作。无线通信的典型RF功率放大器的工作效率约为10％。毫无疑问，显著提高放大器效率的低成本技术将满足以上迫切需要。
另外，大部分现代数字无线通信设备靠分组来运行。亦即，以一个或多个短脉冲串的形式发送传送的信息，其中发射机只在脉冲时间期间起作用，而在所有其他时间内不起作用。因此，需要以能源有效的方式控制脉冲触发和停止的控制，以便进一步延长电池寿命。
将功率放大器划分为不同组甲类、乙类、甲乙类等。不同种类的功率放大器通常表示不同的偏压条件。在设计RF功率放大器时，通常在线性和效率之间进行折衷。不同种类的放大器操作为设计者提供平衡以上两个参数的不同方式。
一般而言，将功率放大器划分为两种不同类别线性和非线性。线性放大器(如，甲类放大器和乙类推挽放大器)保持较高的线性度，导致在其输出端忠实再现输入信号，其原因在于输出信号与输入信号成线性比例。在非线性放大器(如，单端乙类和丙类放大器)中，输出信号不与输入信号成正比。输出信号上产生的振幅失真使得这些放大器非常适合没有振幅调制的信号(也称为恒定包络信号)。
放大器输出效率定义为RF输出功率和输入(DC)功率之间的比率。功率放大器效率低的主要原因是在晶体管中耗散的功率。甲类放大器是低效的，原因在于电流连续不断地通过设备。按照惯例，为了增加效率，通过折衷线性度而提高效率。例如，在乙类放大器中，选择偏压条件以至在一半周期内切断输出信号，除非第二晶体管提供另一半(推挽)。因此，波形的线性度更低。通过使用储能电路或其他过滤器过滤较高和较低频率部分，仍能使输出波形为正弦波形。
丙类放大器在不足50％的周期内导通，以便进一步提高效率；即，如果输出电流的导通角小于180度，则该放大器称为丙类放大器。以上操作模式的效率大于甲类或乙类放大器的效率，但通常其失真大于甲类或乙类放大器。在丙类放大器的情况中，当改变输入振幅时，输出振幅仍然有变化。其原因在于丙类放大器起恒定电流源作用—即使是一个短暂的电流源—而不是一个开关。
其他种类的放大器通过仅仅使用晶体管作为开关，有利解决晶体管内的功率耗散。此类放大器的基本原理在于，理论上开关不消耗电源，因为或者零电压或者零电流通过。因为开关的V-I乘积总是零，所以该设备中没有耗散。戊类功率放大器使用一个晶体管，相反，丁类功率放大器使用两个晶体管。
然而，实际上，开关并不完美。(开关具有开/关时间和接通电阻。)有关耗散降低效率。因此，现有技术一直寻找修改所谓“开关式”放大器(其中激励晶体管作为符合操作频率的开关，以便在晶体管导通电流时将耗散的功率降到最低程度)方法，以致在瞬间转换的非零时间间隔内开关电压为零，从而降低功率耗散。戊类放大器使用电抗输出网络，后者提供对开关电压进行整形的足够自由度，以便在开关接通时具有零值和零斜度，从而降低开关损耗。己类放大器是更进一步种类的开关式放大器。己类放大器生成比普通正弦波更方的输出波形。通过鼓励在输出网络中生成齐阶谐波(即，x3、x5、x7等)并抑制生成偶阶谐波(即，x2、x4等)，实现输出波形的“方脉冲形成”。
图1表示蜂窝电话中使用的已知功率放大器的示例。例如，GSM蜂窝电话必须能够在30dBm的范围内规划输出功率。另外，必须准确控制发射机的接通和断开开工文件，以防止乱真发射。经由DAC(数模转换器)，由蜂窝电话的DSP(数字信号处理器)直接控制功率。在图1的电路中，信号GCTL驱动外部AGC放大器的栅极，后者将RF电平控制到功率放大器。经由定向耦合器反馈部分输出，用于闭环操作。图1的放大器不是开关式放大器。相反地，该放大器最多为进入饱和状态的甲乙类放大器，因此证明比较低的效率。
图2表示美国专利3,919,656说明的已知戊类功率放大器的示例。通过导线1将RF输入信号连接到激励器2，后者经由通过导线3连接的信号控制有源设备5。实质上，当激励器2适当激励时，有源设备5作为一个开关。因此，将有源设备的输出端口表示为一个单刀单掷开关6。通过开关6串联组合DC电源7和负载网络9的输入端口。将负载网络9的输出端口连接到负载11。当按照所需的AC输出频率循环操作开关6时，以开关频度(以及其谐波)，将电源7的DC能量转换为AC能量。
申请人为Sokal等的美国专利3,900,823说明了戊类功率放大器的反馈控制。需要反馈控制暗示不能完全表现设备特性，这又暗示实际背离作为真正开关的设备的操作。Sokal还说明了低功率电平的馈通功率控制问题的解决方案通过应用负反馈技术控制RF输入驱动等级，以控制一个或多个前级DC电源。需要反馈控制向系统强加反馈环动力约束。
尽管理论上图2的戊类放大器结构能够实现高转换效率，但具有以下缺点，由于阻尼振荡而在有源设备的输出端出现较大的电压摆动。通常超过电源电压3倍的较大电压摆动，妨碍与某些具有低击穿电压的有源设备一起使用戊类电路。
为了操作开关式的RF功率放大器，必须以重复方式在切断和全接通然后回到切断之间快速激励输出晶体管。实现上述快速切换的装置依赖于所选择的作为开关的晶体管的种类对于场效应晶体管(FET)，控制参数为栅极源电压，而对于双极晶体管(BJF、HBT)，控制参数为基发射极电流。
然而，图2的RF放大器中的激励电路通常包括由调谐(谐振)电路组成的匹配网络。参照图3，在此类结构中，将RF输入信号连接到激励放大器，通常为甲类操作。通过匹配网络，将激励放大器的输出信号连接到开关晶体管(在图3中表示为FET)的控制终端。如同图2所示的负载网络的设计一样，正确设计匹配网络并不是一件易事。
各种设计试图改善基础戊类放大器的不同方面。在作者为Choi等的基于物理分析模型的FET戊类功率放大器—最大PAE设计，IEEE微波理论和技术学报，Vol.47，No.9，1999年9月中说明了一种设计。该文献模拟各种非理想的FET开关，并且根据该模型，导出有利于戊类放大器设计的结论。对于选定的拓扑，在低于0.5W的功率电平出现约为55％的最大功率增加效率(PAE)。在较高功率，自动减少PAE，如，在2W时小于30％。
根据实现最终输出功率所需的实现最后26dB增益所需的DC电源的数值，设置功率放大器的PAE。(在以上增益电平，通过激励信号输入到放大器的电源—不易测量—变为微不足道。)目前，还没有能够以射频生成1W以上输出功率并且提供至少26dB功率增益的已知放大设备。因此，必须在末级前提供一个或多个放大器，并且在确定全部PAE时必须包括此类放大器消耗的DC电源。
常规设计实践要求放大器设计者阻抗匹配激励器输出阻抗与最终开关晶体管的输入阻抗。因此，根据进入开关部件的(通常较低的)有效深入阻抗所需的电压(或电流)，定义激励级需要的实际输出功率。开关晶体管的输入的具体阻抗是不可定义的，原因在于阻抗概念需要线性操作，而开关是非线性的。
图4表示根据上述方法的RF放大器电路的示例。由电感L1、旁路电容C和电感L2组成的级间“T部分”，用于将激励级匹配到假定的50欧姆负载(即，末级)。
以上常规实践将激励级和末级之间的级间视为线性网络，而级间并不是线性网络。另外，常规实践最大化激励级和末级之间的功率传送(阻抗匹配的必然结果)。因此，例如，为了生成作为开关晶体管的FET所需的激励电压，激励器必须生成同相电流，以便提供阻抗匹配的功率。
图5表示常规RF功率放大器电路的另一个示例。该电路使用“谐振级间匹配”，其中使用耦合电容Ccpl连接激励级和末级。
如上所述，常规实践不能实现高输出功率(如，2W，在操作蜂窝电话时通常遇到的功率电平)的高PAE。因此，需要在较高输出功率体现高PAE的RF功率放大器。
将放大器的输出功率的控制一贯表示为需要反馈结构，正如Sokal等举例说明以及以下美国专利举例说明的那样4,392,245，4,992,753，5,095,542，5,193,223，5,369,789，5,697,072和5,697,074。诸如美国专利5,276,912之类的其他参考说明通过改变放大器负载电路控制放大器输出功率。
有关问题是生成调制信号，如，调幅(AM)信号，正交幅度调制信号(QAM)等。图6表示一种已知的IQ调制结构。将数据信号应用于生成I和Q信号的正交相位调制编码器。将I和Q信号连同载波信号一起应用于正交相位调制器。载波信号是由载波生成块生成的，其中将调谐信号应用于载波生成块。
通常，将正交相位调制器的输出信号应用于根据功率控制信号控制的可变衰减器。在其他实例中，通过改变放大器的增益实现功率控制。其实现方式是调整线性放大器内晶体管的偏压，利用晶体管的跨导随应用的偏压条件改变的作用。由于放大器增益与晶体管的跨导具有牢固关系，从而改变跨导将有效改变放大器增益。利用线性功率放大器放大生成的信号，然后应用于天线。
在AM信号中，使得信号的振幅与诸如声音之类的信息信号的振幅大致成比例。本质上，诸如声音之类的信息信号并不是不变的，因此，生成的AM信号在输出功率中不断变化。
早在70年前，诸如Terman的无线电工程师手册(McGraw-Hill，1943)之类的教科书，就已经说明了使用非线性丙类放大器生成准确调幅信号的方法，称为“板极调制”。在典型的板极调制技术中，将调制放大器的输出电流，线性添加到放大元件(真空管或晶体管)的电源电流中，以至根据调幅自平均值增加和降低电源电流。可变电流使得放大元件上的视在电源电压按照放大元件的电阻(或电导)特性改变。
通过直接控制输出功率，只要可变操作电压的频带宽度足够，就能实现AM。亦即，相对于放大器操作电压，上述非线性放大器实际上作为线性放大器。在激励非线性功率放大器时可随时改变操作电压的意义上，可以对输出信号进行线性调幅。
实现调幅的其他方法包括合并许多恒定的振幅信号，如美国专利4,580,111、4,804,931、5,268,658和5,652,546所述。美国专利4,896,372、3,506,920、3,588,744和3,413,570说明了使用脉冲宽度调制改变功率放大器之电源的调幅方法。然而，上述专利认为开关式DC-DC转换器的操作频率必须远远高于最高调制频率。
申请人为Nakanishi等的美国专利5,126,688解决了非线性放大器的控制，其方法是与功率放大器的操作电压的周期调整结合，使用反馈控制设置实际放大器输出功率，以提高功率放大器的操作效率。该技术的主要缺点是需要附加控制电路来读出所需的输出功率，以确定是(否)需要改变功率放大器操作电压以提高效率，并且如果需要改变则进行改变。附加控制电路增加了放大器的复杂性，并且除放大器本身的功率之外还要吸收附加功率，这直接降低了总体效率。
另一个挑战是生成具有所需调制特性的高功率RF信号。根据申请人为Swanson的美国专利4,580,111的说明实现本目的，其方法是使用许多提供固定输出功率的高效率放大器，其中顺序启用这些放大器，以致所需的总组合输出功率为各固定功率放大器的输出功率的倍数。在该方法中，总体输出功率中的最小变化实质上等于众多高效率放大器的每个放大器的功率。如果需要精细分级的输出功率解析度，则可能需要大量高效率的放大器。这无疑增加了放大器的总体复杂性。
美国专利5,321,799执行极化调制，但是限于完全响应数据信号，并且不能与高功率、高效率放大器一起使用。该专利认为通过遵循相位调制的数字放大器和信号生成阶段，对调制信号的施加振幅变化。然后通过使用数模转换器生成最后的模拟信号。正如技术发展水平中说明的那样，由于信号振幅变化可能严重失真，所以带有振幅变化中实现的信息的信号与高效率、非线性功率放大器不相容。
尽管上述参考文献的技术说明，仍然有许多问题需要解决，包括在不需要高效率开关式操作的情况下(与调频相比)，通过使用开关式转换器改变操作电压实现RF信号的高效率调幅；利用调制控制统一功率电平和脉冲串控制；启用任何所需特征(振幅和/或相位)的高效调制；以及在不牺牲功效的情况下启用高功率操作(如，用于基站的操作)。

发明内容
一般而言，本发明以实现所需控制或调制的方式，提供高效(如，硬限制或开关式)功率放大器的高效功率控制。与现有技术不同，不需要反馈控制。亦即，可以在不连续或频繁反馈调整的情况下，控制放大器。在一种实施方式中，通过仿效带有有源线性调节器的开关式转换器，降低所需调制的最高频率和开关式DC-DC转换器的操作频率之间的差值。设计线性调节器的目的是利用足够带宽控制功率放大器的操作电压，以如实再现所需的调幅波形。设计线性调节器的另一个目的是抑制输入电压的变化，即使响应应用的控制信号改变输出电压。即使输入电压的变化与受控输出的变化相当甚至比其频率更低，上述抑制也将出现。通过直接或有效改变功率放大器的操作电压实现调幅，同时将最初的DC电源高效转换为调幅输出信号。通过允许开关式DC-DC转换器改变其输出电压，以致以相对恒定的低电平保持通过线性调节器的电压降落，提高效率。可以组合时分多址(TDMA)突发能力与有效调幅，其前提是控制上述组合功能。另外，可以在相同结构内，组合与某个通信系统的命令一致的平均输出功率电平的变化。
可以将高效调幅结构扩展到任意调制。以极化方式，即，以无需正交调制的方式，执行调制。
可以将许多单个的高效分级组合起来，形成高功率、高效调制结构。


通过连同附图阅读以下说明，将更加理解本发明。其中附图为图1是通过改变电源电压控制输出功率的已知功率放大器的框图；图2是已知单端开关式RF放大器的简化框图；图3是已知RF放大器的一部分的示意图；图4是常规RF功率放大器电路的示意图；
图5是另一种常规RF功率放大器电路的示意图；图6是已知IQ调制结构的框图；图7是根据某种典型实施方式的功率放大器的框图；图8比较作为操作电压之函数的饱和甲乙类功率放大器输出功率与数学模型 图9是一种波形，表示一种实施方式的操作；图10是一种波形，表示另一种实施方式的操作；图11是一种波形，表示突发AM操作；图12是一种波形，表示带有功率电平控制的突发AM操作；图13是使用高效放大器的极化调制结构的框图；图14是第一高功率、高效调幅RF放大器的框图；图15是一种波形，表示图14的放大器的操作；图16是第二高功率、高效调幅RF放大器的框图；图17是一种波形，表示图16的放大器的操作；图18是根据某一实施方式的RF开关式放大器的框图；图19是根据本发明之某一实施方式的RF开关式放大器的一部分的示意图；图20是图19的RF开关式放大器中使用的合适负载网络的示意图；图21是一种波形，表示图19的RF开关式放大器的输入电压和有关波形；图22是一种波形，表示图19的开关晶体管基极和集电极电流波形；图23是一种波形，表示图19的RF开关式放大器的输出电压；图24是根据另一种实施方式的RF开关式放大器的一部分的示意图；图25是一种波形，表示图24的RF开关式放大器的输入电压和有关波形；图26是一种波形，表示图24的激励晶体管的集电极电流波形；图27是一种波形，表示图24的开关晶体管的栅极电压波形；图28是根据另一种实施方式的RF功率放大器电路的示意图；以及图29是一种波形，表示图28的放大器电路的所选节点出现的波形。
具体实施例方式
现在参照图7，该图为克服许多上述缺点的功率放大器的示意图。开关式(或饱和)非线性放大器已向其应用功率控制级生成的电压。在典型实施方式中，实质上根据公式V=PR]]>控制应用于非线性放大器的电压V，其中P是放大器的所需功率输出电平，而R是放大器的电阻。在开关式或饱和放大器的情况中，可以将电阻R视为常数。功率控制级接收DC输入电压(例如，从电池接收)，并接收一个功率电平控制信号，然后根据上式输出电压。
利用图8说明通过独自改变操作电压在一个宽动态范围上直接控制非线性放大器的输出功率的效率，其中图8比较作为操作电压之函数的饱和甲乙类功率放大器输出功率与数学模型 再次参照图7，该图表示根据典型实施方式的功率控制电路。功率控制电路包括一个开关式转换器级，和一个以串联方式连接的线性调节器级。开关式转换器可以为一个丁类设备，例如，或者为开关式电源(SMPS)。开关式转换器有效地将DC电压逐步降低到略微超过但接近所需功率放大器操作电压电平的电压。亦即，开关式转换器执行有效的总功率电平控制。开关式转换器可以提供也可以不提供定义所需功率包络之斜面部分的足够精密控制。
线性调节器在开关式转换器的输出上执行过滤功能。亦即，线性调节器在TDMA脉冲串期间控制精确的功率包络调制。正如开关式转换器那样，线性调节器可以提供也可以不提供电平控制能力。
请注意，取决于开关式转换器和线性调节器的速度，可以使用功率控制电路执行功率控制和/或调幅。将控制信号PL/BURST/MOD输入到控制块中，后者输出开关式转换器和线性调节器的合适模拟或数字控制信号。可以以ROM(只读存储器)和/或DAC(数模转换器)的方式，实现该控制块。
参照图9，图9是一种波形，表示根据本发明之一种实施方式的操作。波形A和B分别表示应用于开关式转换器和线性调节器的模拟控制信号。波形V1和V2分别表示开关式转换器和线性调节器的输出电压。假定开关式转换器具有比较大的时间常数，即，倾斜较慢。当将控制信号A设置为第一非零功率电平时，电压V1将朝相称电压方向倾斜。由于转换器的开关式特性，电压V1可能具有大量波动。达到所需电压所需要的时间量定义唤醒周期。当到达该电压时，提高或降低控制信号B，以定义一连串的传送脉冲串。当提高控制信号B时，电压V2朝相称电压方向向上快速倾斜，当降低控制信号B时，电压V2向下快速倾斜。在一连串脉冲串后(在本例中)，提高控制信号A，以便增加后继脉冲串的RF功率电平。在等待期间，控制信号B保持低。当电压V1到达特定电平时，提高或降低控制信号B以定义其他传送脉冲串。
以电压V1上叠加的虚线方式表示电压V2。请注意，电压V2稍稍小于电压V1，大于电压V1上的负峰值波动。线性调节器的输入电压V1和线性调节器的输出电压V2之间的微小差别，使得所有高效操作成为可能。
参照图10，根据不同实施方式，假定开关式转换器具有较短时间常数；即，倾斜较快。因此，当提高控制信号A时，电压V1朝相称电压方向快速倾斜。当提高控制信号B时，倾斜电压V2。提高控制信号B与提高控制信号A之间的时间差定义唤醒时间，唤醒时间可以很短，从而最大化睡眠时间，并且最大限度地节省电源。当结束传送脉冲串时，降低控制信号B，此后降低控制信号A。按照图9的示例，在图10中，当下次提高控制信号A时，它定义更高的功率电平。此外，在电压V1上以虚线方式叠加电压V2。
除功率和脉冲串控制之外，可以使用相同结构执行调幅。参照图11，该图是一种波形，表示突发AM操作。以实线方式表示开关式转换的输出信号。在脉冲串开始时，开关式转换器的输出信号向上倾斜。作为选择，正如虚线所示，当线性调节器在输出信号上实现所有调幅时，开关式转换器朝固定电平方向向上倾斜。从效率观点看，最好开关式转换器实现调幅，从而生成输出信号，当忽略噪声时，该信号比所需输出信号高微小固定偏移ΔV。线性调节器去除开关式转换器的输出信号中的噪声，实际上使该信号降低ΔV。图11中的虚线表示线性调节器的输出信号。当结束脉冲串时，该信号向下倾斜。
保持输出信号功率电平(信号的平均功率)的完全控制。例如，如图12所示，后继脉冲串可能在较高功率电平出现。与图11相比，在图12中，所有信号适当改变比例，以实现更高的平均功率输出。
尽管在相位调制信号上加入调幅使得信号生成方法复杂化，但是，通常这正是我们需要的，因为此信号通常比单纯的相位调制信号占用更少带宽。参照图13，该图是使用迄今为止所述类型的高效放大器的极化调制结构的框图。此极化调制结构能够实现任意所需调制。将数据信号应用于调制编码器，后者生成振幅和相位信号。将相位信号应用于支持相位调制的载波生成块，同时向该生成块应用调谐信号。然后，用上述类型的非线性功率放大器放大生成的信号。同时，将振幅信号应用于振幅激励器。振幅激励器还接收功率控制信号。作为响应，振幅激励器生成应用于非线性放大器的操作电压。正如图13中的虚线所示，按照上面说明的图7所示的相同方式，实现振幅激励器和非线性放大器。
除其他应用外，迄今为止所述的调制结构适合于在蜂窝电话手机中使用。蜂窝电话基站中也需要高效RF信号生成。然而，基站比手机的工作功率更高。以下结构用于实现高功率、高效RF信号生成。
参照图14，第一高功率、高效调幅RF放大器包括许多开关式功率放大器(SMPA)块，例如，以图7所示方式实现每个放大器块。将需要放大的RF信号输入到所有公用SMPA块中。振幅激励器响应振幅输入信号，生成各SMPA块的独立控制信号。累加所有SMPA块的输出信号，以生成单个合成输出信号。
通过参照图15，可以理解图14的放大器的操作方式。左边表示应用于振幅激励器的全部振幅信号。右边表示振幅激励器输出的应用于各SMPA的SMPA激励信号。请注意，各激励信号之和生成全部振幅信号。
图16表示高功率放大器的另一种实施方式。在本实施方式中，生成一个公用激励信号，然后应用于各SMPA，而不是分别生成各SMPA的激励信号。在指定时刻，使公用激励信号的值为应用于振幅激励器的全部振幅信号的N分之一，其中N为SMPA的数目。图17表示其结果。此外，请注意，各激励信号之和生成全部振幅信号。
现在参照图18，该图表示根据另一种实施方式的RF开关式放大器的框图。将RF输入信号应用于非电抗激励电路。将激励电路连接到有源设备，以激励有源设备开关。将有源设备开关连接到负载网络，后者生成应用于负载(如，天线)的RF输出信号。最好通过串联组合开关式电源和线性调节器实现的快速时变电源，将电源应用于有源设备开关，以便改变有源设备开关的操作电压。通过以可控方式改变操作电压，可以按上述方式实现功率控制、脉冲串控制和调制。
有源设备开关可以为双极晶体管或FET晶体管。参照图19，该图为RF开关式放大器的一部分的框图，其中有源设备开关为具有集电极、发射极和基极引出端的双极晶体管。通过RF扼流圈L，将双极晶体管N1的集电极连接到操作电压VPA，并且连接到输出匹配网络。将双极晶体管N1的发射极连接到电路(AC)接地。
以达林顿方式将双极晶体管N1的基极连接到另一个双极晶体管N2(激励晶体管)的发射极。将激励晶体管N2的集电极连接到操作电压VDRIVER，并且连接到旁路电容。与激励晶体管N2关联的是一个偏压网络，在所示实施方式中，该网络包括三个电阻，R1、R2和R3。将电阻R1从激励晶体管的发射极连接到电路接地。将电阻R2从激励晶体管的基极连接到接地。将电阻R3从激励晶体管N2的基极连接到VDRIVER。通过DC隔离电容Cin，将RF输入信号应用于激励晶体管的基极。
参照图20，输出网络可以采取阻抗匹配传输线TL和电容Cout的形式。
正如图21的波形1所示，RF输入电压信号为正弦波。如波形2所示，向上水平移动输入电压，以生成激励晶体管N2的基极的电压。如波形3所示，激励晶体管N2的发射极电压下降一个Vbe，并且应用于开关晶体管N1的基极。在正半周期开始时，激励晶体管N2作为发射极输出放大器，其输出(发射)电压远远低于开关晶体管N1的接通电压，因此开关晶体管N1断开。如图22所示，当信号增加时，激励晶体管N2接通开关晶体管N1，并使其饱和。如图23所示，电流通过RF扼流圈L和开关晶体管N1，并且当电容Cout放电时，输出电压降低。当接近正半周期的末端时，激励晶体管N2的输出电压降到开关晶体管N1的接通电压以下，从而允许其断开。选择电阻R1的值以至开关晶体管N1快速断开。电流继续通过RF扼流圈L，对电容Cout充电，并使输出电压提高。
参照图24，该图为RF开关式放大器的一部分的示意图，其中有源设备开关为具有漏极、源极和栅极引出线的FET晶体管(MESFET、JFET、PHEMT等)。通过RF扼流圈L1，将FET晶体管M1的漏极连接到操作电压VPA，同时连接到输出网络。将FET晶体管的源极连接到电路(AC)接地。
通过一个大值电阻R1，从电源-VB偏压FET晶体管的栅极，并且通过一个DC隔离电容C1，将其连接到以推挽结构连接的一对双极晶体管(激励晶体管)。激励晶体管包括一个NPN晶体管N1和一个PNP晶体管P1。将NPN激励晶体管N1的集电极连接到操作电压VCC，同时连接到旁路电容。将PNP激励晶体管的集电极连接到负参考电压-VB，同时连接到旁路电容。以公用方式连接激励晶体管的基极。大值电阻R2和R3连接各电源干线的公共节点。
以公用基极配置方式连接NPN双极晶体管N2。通过电阻R4，将双极晶体管的发射极连接到-VB，并且通过电容C3将其连接到RF输入信号。通过电感L2，将双极晶体管的集电极连接到VCC，同时连接到旁路电容。
参照图25，该图表示图24的电路的输入电压波形1-4。将输入电压1向下水平移动一个Vbe(生成电压2)，然后应用于双极晶体管N2的发射极。利用电感L2的影响，在双极晶体管N2集电极生成一个大电压摆动3。向下水平移动以上电压摆动，以生成电压4，将电压4应用于节点N的激励晶体管的基极。操作中，在正半周期期间，最初断开双极晶体管N2。电流通过电感L2进入与晶体管对的基极相连的电容C2，从而使得NPN晶体管N1接通，并使得PNP晶体管P1断开(图26)。从VCC电源对DC隔离电容C1充电，从而增加FET M1的栅极势能，使其接通(图27)。在负半周期期间，接通双极晶体管N2。电流通过电感L2，通过晶体管N2，到达-VB干线。电流流出PNP晶体管P1的基极，接通该晶体管。DC隔离电容C1放电，从而降低FET M1的栅极势能，使其断开。输出网络按照上述相同方式运行。
现在参照图28，该图表示上述激励电路可以使用的多级RF功率放大电路的示意图。使用由电容C1、电容C2和电感L1组成的输入匹配电路，设置该电路的输入阻抗。将激励级M1和末级M2表示为FET，尽管在其他实施方式中可以使用双极晶体管。通过包含RF扼流圈L3和电容C5的漏极偏压网络，将FET M1的漏电极连接到电源电压Vd1。同样，通过包含RF扼流圈L7和电容C10的漏极偏压网络，将FET M2的漏电极连接到电源电压Vd2。
分别为级M1和M2提供栅极偏压网络。在级M1的情况中，栅极偏压网络由在公共节点连接到电压Vg1的电感L2、电容C3和电容C4组成。在级M2的情况中，栅极偏压网络由在公共节点连接到电压Vg2的电感L6、电容C8和电容C9组成。
利用由电感L4和电容C6组成的串联LC组合表示的级间网络，连接激励级和末级，选择电感和电容值以便提供具有末级M2之输入电容量的谐振。将末级M2连接到常规负载网络，在本例中表示为由电容C11、电感L8和电容C12组成CLC Pi网络，其中根据末级M2的特性，确定电容和电感值。
在典型实施方式中，元件值如下所示，其中电容的测量单位是微微法拉，而电感的测量单位是毫微亨利表1

在图28的示例中，以开关模式操作激励级(级M1)。参照图29，该图表示节点A的级M2的输入电压、节点B的级M1的漏极电压、节点C的级M2的漏极电压、节点D的级M1的漏极电流和节点E的级M2的漏极电流的波形。请注意，末级—级M2(波形A)—的栅极电压的峰值远远高于常规设计中的电压。在上述结构中，开关的输入驱动足够高，从而可以降低激励级的操作电压。这样，可以进一步降低激励器的DC电源，从而提高PAE。
通过使用所示类型的电路，当输出功率为2W时，测量的PAE为72％。
因此，说明了包括激励电路和多级放大电路的功率放大器电路结构，该结构无需反馈就能精确生成具有高功率增加效率的所需RF波形。
权利要求
1.一种可变输出RF功率放大器，包括电压调节装置，用于根据至少执行电平控制、脉冲串控制和调制之一的控制信号，生成某个电压范围内的特定电压；以及一个功率放大器，该放大器包括一个末放大级，末放大级具有特定电压作为电源电压，并且具有一个激励信号，该信号无需在可感知的时间内在线性操作区域内操作放大器，就能在两种状态—硬接通状态和硬断开状态—之间重复激励末放大级；其中在不需要连续或频繁反馈调整的情况下控制放大器。
2.权利要求1的装置，其中电压调节装置包括一个第一开关式转换器级和一个第二线性调节器级。
3.权利要求2的装置，其中开关式转换器级提供粗电平控制，线性调节器级提供精细斜坡控制。
4.权利要求3的装置，其中功率放大器为硬限制的。
5.权利要求4的装置，其中功率放大器为从甲类、甲乙类和丙类放大器组中选择的饱和放大器。
6.权利要求3的装置，其中功率放大器为开关式放大器。
7.权利要求3的装置，其中功率放大器为丙类放大器。
8.权利要求2的装置，其中开关式转换器级提供电平控制和斜坡控制。
9.权利要求2的装置，其中线性调节器级提供斜坡控制和电平控制。
10.权利要求2的装置，还包括用于接收所述控制信号的装置，并且作为响应，生成用于开关式转换器级的第一控制信号和用于线性调节器级的第二控制信号。
11.权利要求2的装置，还包括一个振幅激励器，该激励器响应调制信号，生成用于开关式转换器级的第一控制信号和用于线性调节器级的第二控制信号。
12.权利要求2的装置，还包括响应相位控制信号生成载波信号的装置，载波信号具有相位调制特性，将载波信号应用于RF功率放大器。
13.权利要求12的装置，其中调制信号为一个振幅控制信号，RF信号为调幅信号。
14.权利要求13的装置，还包括一个调制编码器，该编码器响应数据信号，生成振幅控制信号和相位控制信号。
15.权利要求14的装置，其中调制编码器在极坐标系中工作。
16.权利要求2的装置，还包括多个放大模块，每个放大模块包括一个开关式转换器，该转换器具有一个功率输入、一个功率输出和一个控制输入；一个调节器，该调节器具有一个功率输入、一个功率输出和一个控制输入，将调节器的功率输入连接到开关式转换器的功率输出；一个振幅激励器，该激励器响应调制信号，生成连接到开关式转换器之控制输入的第一控制信号，连接到调节器之控制输入的第二控制信号；以及一个RF功率放大器，该放大器具有非线性操作模式，调节器的功率输出提供RF功率放大器的操作电压；一个RF信号，共用于所有RF功率放大器；以及一个振幅激励器，该激励器响应全部振幅信号，生成一个或多个振幅激励信号，将振幅激励信号应用于各RF功率放大器。
17.权利要求16的装置，其中单独生成各RF功率放大器的各振幅激励信号。
18.权利要求16的装置，其中将单个振幅激励信号共用于所有RF功率放大器。
19.一种控制功率放大器的方法，包括根据至少执行电平控制、脉冲串控制和调制之一的控制信号，生成特定电压；作为功率放大器的末放大级的电源电压，将特定电压应用于功率放大器；以及无需在可感知的时间内在线性操作区域内操作放大器，就能在两种状态—硬接通状态和硬断开状态—之间重复激励末放大级；其中在不需要连续或频繁反馈调整的情况下控制放大器。
20.权利要求19的方法，还包括将RF输入信号应用于RF放大器，其中RF输入信号为相位调制信号。
21.权利要求19的方法，还包括在极坐标中对数据编码，以生成一个振幅信号和一个相位信号；以及根据相位信号生成RF输入信号；其中所述调制信号是根据所述振幅信号导出的。
全文摘要
本发明提供高效(如,硬限制或开关式)功率放大器的高效功率控制。通过仿效带有有源线性调节器的开关式转换器,降低所需调制的最高频率和开关式DC－DC转换器的操作频率之间的差值。线性调节器利用足够带宽控制功率放大器的操作电压,以再现所需的调幅波形。线性调节器抑制输入电压的变化,即使响应应用的控制信号改变输出电压。通过改变功率放大器的操作电压实现调幅。通过允许开关式DC－DC转换器改变其输出电压,以致以相对恒定的低电平保持通过线性调节器的电压降落,提高效率。
文档编号H03C5/00GK1371545SQ00812058
公开日2002年9月25日 申请日期2000年7月31日 优先权日1999年7月29日
发明者温德尔·桑德, 小厄尔·W·麦丘恩, 罗纳德·A·迈克 申请人:特罗皮亚恩公司