专利名称：控制d类放大器的系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及电子通信设备，所述电子通信设备运行在减小功率消耗的数字模式下。
背景技术：
便携式电子设备已成为个人、商务和娱乐活动的许多方面的一部分。各种便携式个人电子通信系统，如便携式电话、便携式电视和个人寻呼机等的普及程度正在不断增长。由于便携式电子系统的普及程度的增长，对更小、更轻、功能更强和更有功效的设备的需求也在不断增长。电子信号的放大和处理是许多便携式电子系统执行的功能。放大电路和半导体器件往往产生相当大的热量和消耗相当大的功率。不断地收缩包含放大电路和各种器件的封装，往往减小上述设备通过对流消耗热量的能力。由于缩小封装的尺寸，这些设备所占的空间变得相当有限，因此减小了通过对流循环和消除热量的机会。另外，这些更小、更轻电子设备的封装在重要部分要用如塑料的材质制造，塑料封装通常比金属封装轻。然而相对于金属，塑料一般对于热传递具有更大的热阻。热传递的机会和功率电路通过传导的冷却，由于非金属性材料的大量使用而显著地减少。半导体器件的可靠性一般既与器件的运行温度直接相关，又与器件在运行期间经历的温度变化直接相关。由于这些原因，便携式电子系统的制造商试图减小系统内器件的功率消耗。通过减小系统内的功率消耗，减小了产生的热量，增加了可靠性。减少功率消耗的好处除了由于降低温度而增加了可靠性，还增加了运行时间。因为便携式电子设备通常使用电池供电，因此减少功率消耗可以转化为较长的电池寿命和较长的充电间隔时间或电池更换间隔时间。一种减少功率消耗的方法是采用数字设计。数字通信系统正在较多地方代替模拟通信系统。数字技术表现出超过模拟系统的上升趋势的一个原因是数字系统可以提供比模拟系统更强的性能和更低的总体功率消耗。数字系统日益普及的另一个原因是数字系统一般可以比相应的模拟系统消耗更少的功率来完成同样的功能。数字系统可以比模拟系统消耗更少的功率是因为数字系统采用两个不同的值1和0来运行。这些值一般由处于饱和状态或截止状态的半导体产生。在饱和状态，有电流通过器件，但是器件的电压低。电子器件消耗的功率在大多数情况下等于器件的电压乘以通过该器件的电流。器件在饱和状态消耗的功率是通过器件的电流乘以低的饱和电压。因为半导体器件的饱和电压普遍低，所以等于电压乘以电流的功率也普遍低。在半导体器件的截止状态，器件的电压通常处于最大值。而在截止状态通过器件的电流普遍低，通常为零或低的泄漏电流。因为电流在截止状态很低，则代表电流乘以电压的功率也普遍很低。数字电路在运行时通常处于截止或饱和状态，除了在其状态转换的时间之外。对比之下，模拟电路通常在截止区域和饱和区域之间运行，在通常称为活跃区的区域。在活跃区运行的器件通常有较大的电压电平，同时也有较大的电流通过器件。在活跃区运行的器件中同时出现较大的电压和较大的电流，一般表示电流与电压的乘积，如器件消耗的功率，也会较大。运行在模拟模式的设备本质上比运行在数字模式的设备会消耗更多的功率。这样，功率灵敏系统的设计者常常采用数字电路，如果可能的话，作为节省功率的方法。制造的第一代便携式电话是模拟系统。这些电话都比较大，并需要相当大的电源。随着便携式设计继续发展，越来越多的电话采用更多的数字电路来设计。尽管在消除电话中的模拟电路方面已取得更大进展，向数字电路的转变没有达到完全的100％。为了试图进一步节省功率，制造者不断尝试用更有效的数字子系统代替模拟子系统。
发明内容
功率放大器，当用于便携式通信设备时，一般是会消耗相当大功率的模拟电路。本发明的一个实施例采用D类数字放大器代替模拟功率放大器。有了D类数字放大器，功率输出的改进通过改变放大器的占空因数来实现。这样放大器的输出可以依赖放大器的输出功率需要而改变。便携式通信设备通常有大量的模拟电路用于调制。调制电路结合了振荡器和线性移相电路以完成信号调制。本发明也采用移相调制器的数字形式用于提供相移键控调制。便携式电话中的相移键控调制通常由包含大量模拟元件的电路提供。可编程除法调制器可用于提供数字相移键控调制。在第三个实施例中，可编程除法调制器用于代替包含模拟元器件的电路。因为例举的实施例中披露的改进基本上是数字的，因此与高功率消耗的模拟形式相比较，可以减小功率消耗，提高可靠性。本发明的其他系统、方法、特点和优点，通过对下面的附图和详细描述的分析，对于本领域普通技术人员来说是显而易见的。所有在本说明中包括的附加系统、方法、特点和优点在本发明的范围中，并被随附的权利要求保护。
附图中的组成部分不需按比例绘制，重点在于用于说明本发明的思想。另外，在附图中，相同的参考数字指明不同图中的对应部分。
图1是本发明的实施例应用的系统环境的现有技术框图。
图2是现有技术中便携式电话的发送部分框图，示出了电话靠近基站时的输出信号与远距离便携式通信设备的输出的对比。
图3是D类放大器如何产生“近”和“远”信号的图形描述。
图4是二元相移键控(BPSK)信号中二元，如180度相移，的传统表示的图形描述。
图5是用于产生BPSK信号的传统机制的总体框图。
图6是正交相移键控(QPSK)波形的传统信号相位和数据编码图形表示，常常称作集。
图7是用于相移键控(PSK)调制信号的普通相位和幅度对准方案的框图。
图8是分为幅度和相位部分的正交相移键控信号的框图表示。
图9是说明平均功率输出和幅度调制的数字联合的框图。
图10是波形的图形表示和如何为了创建增量西格马(Delta-Sigma)调制器的数字形式来选择和改变这些波形。
图11是这种数字可编程除法调制器的框图。
图12是本发明一个包括数字调制器和数字输出放大器的实施例的框图。
具体实施例方式
本发明的实施例总体上与通信设备内的功率消耗相关，在具体实施例中，与个人便携式通信系统内的功率消耗相关。通信系统可以采用多种便携式电子设备。通信系统通常包括一个或多个便携式单元，所述便携式单元从一个或多个远程设置的发送器和/或接收器进行发送和/或接收。在许多便携式通信应用中，希望减少内部电子部件的功率消耗。减少功率消耗会提高电子设备的可靠性。在相移键控(PSK)调制过程中，发送的信息被包含在发送信号的相位中。换句话说，PSK信号的相位依赖将传送的信息而改变。相移键控的多变量一般用于在无线通信设备中传送信息。
图1是说明本发明实施例应用的系统环境的现有技术框图。在图1中，无线通信设备101通过通信信道103与基站105通信。基站105将来自无线通信设备的通信结合到陆地电话系统107中。
图2是包含无线通信设备发送部分图解的框图。设备具有送话器输入201，用于输入用户的声音。送话器输入201将用户的声音波形转换为电信号，在输入处理模块203中处理。该信号在输入处理模块203中处理，然后发送到调制器205，该信号在调制器205中与载波信号结合。调制的信号然后发送到频移器207中，将调制信号的频率增大到设备的广播频率，然后产生出广播频率信号。广播频率信号然后发送到射频放大器209中进行放大，并发送到天线211用于作为输出信号213广播。广播信号的幅度会依赖于无线通信设备101是否远离或靠近基站105而改变。如果设备101靠近基站，产生近信号217，与输出信号范围215相比，该信号是一个具有相当低幅度的信号。如果设备101远离基站，将产生远信号219。远信号219是一个比近信号217的幅度更高的信号。依赖电话与基站的距离改变输出信号的幅度，有很多方面的优点。一方面是当设备101相当靠近基站105时，可以节省功率。当设备101相当靠近基站105时，在基站105产生易读信号比设备101远离时消耗的功率更少。不论基站在附近或很远，给发送信号加上相同的功率，会浪费设备内有限的电池能量。另外，无线通信设备可以改变其功率以致从设备到达基站的信号相对不变，不管设备与基站间的距离。因为发送的信号以相近的功率等级到达基站，所以对于基站来说很容易处理到来的信号。
数字输出功率调节和幅度调制无线通信设备内的射频功率放大器是模拟放大器，如A类放大器。A类放大器通常具有静态电流，即使没有信号输出。一般都知道A类放大器既效率低又是线性的。线性常常是以功率消耗换来的。这种交换对于A类放大器尤其典型，与其输出功率相比，要消耗相当大的功率。A类放大器的另一个特点是容易控制改变其输出。另一类放大器是D类放大器。D类放大器靠在饱和和截止间切换来运行。当放大器处于饱和态时，放大器输出的电流为最大值。但是，因为输出是饱和的，因此在输出中有很低的电压。因为输出中有很低的电压，因此消耗功率很小。当放大器处于截止态时，放大器的输出电压是最大值，但输出的电流值很小，通常是泄漏电流或零。D类放大器一般在全满(饱和)和全空(截止)间变化。
图3是D类放大器如何产生如图2中所示的不同幅度的“近”和“远”信号的图形描述。图3中的波形301显示了一个D类放大器的输出的例子。波形在输出信号范围300的最小值和最大值之间变化。如果将波形301耦合到积分电路303的输入305，那么波形如309可以在积分电路303的输出307中体现。信号309的幅度不再在输出信号范围300内摆动。如果波形301的占空因数增大，则可以产生波形如311。如果将波形311耦合到积分电路303的输入305，则波形如311可以在积分电路303的输出307中体现。波形313的幅度比波形309的大。因为D类放大器占空因数的变化导致不同的幅度波形，因此当耦合到积分器303后，放大器所产生的输出也改变了。如果将D类放大器的输出耦合到包含了谐振电路的脉冲整形网络，产生了在形状上接近正弦曲线的波形。因此，通过调整D类放大器的占空因数，可以产生不同幅度的波形。
图4描述了第一个实施例，该例中D类放大器被用于产生射频信号，这样信号的幅度可以得到控制。这类控制可用在便携式通信设备中依照便携式电话与接收其信号的基站间的距离来改变功率输出。实施例给出了通信设备的两种不同输出级别，称作“近”和“远”。这两种输出用于说明改变射频信号输出的思想。当通信设备在靠近基站的情况下工作时，其输出信号用“近”信号表示，其幅度比“远”信号低。当通信设备在远离基站的情况下工作时，其输出信号用“远”信号表示，其幅度比“近”信号大得多。为了说明的目的，选择两种级别，如“近”和“远”。在其他实施例中，可依据实现的具体方案使用不同的级别。
图4是描述例如在“近”和“远”条件下射频输出级的电路波形的区别的框图。“近”条件400在无线通信设备相对靠近基站工作时出现。当设备在近条件下工作时，占空因数模块402接收控制信号404，表明单元正在“近”条件下工作。占空因数模块402调节参考频率406的占空因数，使得占空因数达到大约20％。占空因数波形408是将参考频率的占空因数调节到20％的结果。射频放大器410收到占空因数402的波形408，并产生波形412。波形412是波形408的放大复制。波形412在最小值，即射频放大器410的饱和值，与最大值，即射频放大器410的截止值之间切换。射频放大器410的输出可以耦合到包括电阻器414和电容器416的RC电路。414和416的连接点的波形见曲线418。波形418有一个偏移，是其最小值与最大值之间差值的大约20％。414和416的连接点的波形进一步耦合到谐振电路420。谐振电路调谐到参考频率406的频率。谐振电路420的输出422是有偏移的正弦曲线，偏移是其最小值与最大值之间差值的大约20％，如曲线424所示。输出级射频电路在“近”条件下的输出422可选择为适合无线通信设备靠近基站的情况。“远”条件426在示例中的无线通信设备相对远离基站工作时出现。当设备在远条件下工作时，占空因数模块402接收到控制信号404，表明单元在“远”条件下工作。占空因数模块402调节参考频率406的占空因数，使得占空因数达到大约40％。占空因数波形428是将参考频率的占空因数调节接近40％的结果。射频放大器410接收到占空因数模块402的波形428，并产生波形430。波形430是波形428的放大复制。波形430在最小值，即射频放大器410的饱和值，与最大值，即射频放大器410的截止值，之间切换。射频放大器410的输出耦合到包括电阻器414和电容器416的RC电路中。414和416的连接点的波形见曲线432。波形432有大约最小值与最大值之间差值的40％的偏移。414和416的连接点的波形进一步耦合到谐振电路420中。将谐振电路调谐到参考频率406的频率。谐振电路420的输出422是有偏移的正弦曲线，偏移是其最小值与最大值之间差值的大约50％，如曲线434所示。输出级射频电路在“远”条件下的输出422可选择为适合无线通信设备远离基站的情况。在“近”和“远”两种情况下，射频放大器410在饱和和截止之间切换，因此射频放大器410不会在无效率的A类模式下工作。另外，通过改变射频输出422的占空因数，可改变功率以适应“近”和“远”两种情况。由于改变占空因数可改变输出信号的幅度，占空因数模块402可用于输出信号的幅度调制。信号的幅度调制可同时发生在适应如上讨论的“近”和“远”的情况。例如，在“近”的情况，通过使用控制信号404，占空因数为20％。如果波形的占空因数在15％到25％之间变化，“近”信号可以幅度调制。在类似的情况中，在“远”的情况，占空因数是40％。通过使用控制信号404在35％到45％之间调节占空因数，“远”信号可以幅度调制。在所述方式中，射频信号的平均输出功率级别和幅度调制可数字化完成。平均功率输出和幅度调制的数字结合在图5中示出。在图5中，将代表期望的平均功率的信号耦合到第一输入500，并和代表即时期望幅度调制的信号结合，其中将后者耦合到数字幅度调制电路(DAMC)504的第二输入502。耦合到第一输入500的期望的平均功率信号与耦合到第二输入502的期望的即时幅度调制信号在加法单元506中结合。加法单元506的输出，表示期望的平均功率和期望的即时幅度调制的和，该输出耦合到占空因数控制器508中。来自占空因数控制器510的信号输出，代表一个占空因数依赖输入500中的平均功率信号和输入502中的幅度调制信号的信号。占空因数控制器508的输出信号510耦合到积分网络中，该积分网络包括电阻器R 512和电容器C 514。积分网络的输出，R 512和C 514的连接点，是包括代表平均功率信号500和幅度调制信号502的成份的波形516。波形516进一步耦合到谐振电路518中。谐振电路518的输出520是调制的射频信号，该信号具有数字可控的平均功率和幅度调制。数字幅度调制电路(DAMC)504可作为总体数字调制机制的一个组成部分。
信号的数字相位调制相移键控(PSK)是用数据信号调制载波信号的常用方法。在PSK中，载波信号的相位，例如正弦曲线，依据传送的数据是1还是0来改变。图6示出了相移键控的基本形式，通常为二元相移键控(BPSK)。在图6中，波形600代表数字数据信号。在数字信号600中，在时隙602中发送二进制的“1”，在时隙604中发送二进制的“1”，在时隙606中发送二进制的“0”，在时隙608中发送二进制的“1”，在时隙610中发送二进制的“0”，在时隙612中发送二进制的“0”，在时隙614中发送二进制的“1”。来自波形600的二元相移键控(BPSK)信号在波形616中示出。在时间段604和606之间，数据从“1”变化到“0”。这个变化反映在BPSK信号616内180度的相位翻转，见点618。相似地，数据变化620、622、624和626分别反映在波形616内在点618、628、630和632处的180度的相位翻转。BPSK信号可通过图7的机制产生，其中BPSK输出700由在正弦载波器704和余弦载波器706之间进行选择的开关702产生。PSK信号可有超过两个的相位。正交相移键控(QPSK)使用4个载波相位而不是2个载波相位，来产生调制的信号。一般地，多个相位可用于产生PSK调制信号。这样的多相位相移键控信号常被称作多相移键控(MPSK)信号。另外，一个信号可在其上有进一步的调制，如幅度调制。例如，正交幅度调制(QAM)使用4个载波相位和2个不同的幅度作为信号调制。QPSK调制的优点在于每个相位变化可用于编码超过1比特的数据。通常，在QPSK中，一个相位变化代表两比特数据。在一个QPSK信号内编码的两比特数据通常描述为正交向量，如图8所示。在图8中，45度的相移，如向量800，代表比特对00，135度的相移，如向量802，代表比特对00，255度的相移，如向量804，代表比特对11，315度的相移，如向量806，代表比特对01。这些比特对通常称作二位二进制数或符号。一般地，PSK信号的不同信息状态通常称作符号。一个符号可大于一个二位二进制数，可包括多个比特信息。为了正确还原采用PSK技术编码的二进制数据，将接收到的信号的相位与参考信号进行比较。这可以通过将接收到的信号耦合到平衡解调器中，并提供频率和相位与调制信号用的载波几乎相等的参考信号来实现。因为需要提供相位和频率与调制过程中使用的载波信号相等的信号，因此平衡解调器型电路会复杂和昂贵。为了避免需要产生频率和相位与调制信号用的载波相等的载波，可使用微分PSK技术。在微分PSK(DPSK)中，没有绝对相位，因而也不需要产生频率和相位等于调制信号用的载波的载波。通过比较接收信号与在先接收的符号的相位，从DPSK信号中恢复二进制数据。与在先接收的符号相比可避免依赖绝对参考。常常为方便将相位调制信号称作频域向量而不是时域向量。为了达到表示相位调制信号的目的，I/Q曲线常常用于代替传统的时域表示。I/Q曲线通常将Q作为为纵轴，I作为横轴。I轴代表信号向量的相中部分，Q轴代表信号向量的正交部分。一个信号可以表示为一个在I/Q平面旋转的向量，其中用向量长度表示信号幅度。把一个信号分为I和Q表示便于把信号分解为幅度和相位部分，可被用作产生广播信号。使用信号的幅度和相位部分来产生PSK调制广播信号的过程如图9的框图所示。被编码的信号在模块900中分解为相位和幅度部分。然后相位信号通常耦合到调制器902中，再耦合到功率放大器904中。幅度信号耦合到延迟电路906中。延迟置于电路的幅度部分，因为幅度部分与各相位信息相比要花费更长时间在电路中传播。然后延迟906的输出用于控制功率放大器904的放大。这样，信号的幅度和相位部分通过天线908被重新组合、放大和广播。本发明进一步的实施例包括相位调制信号的数字方法。这种方法可用于通过给定的相位代替在偏移载波间的转换，如图7所示。数字相位调制器的一个实施例是西格马增量数字调制器1000，如图10所示。
图10是波形的图形描述以及如何选择和改变波形来创建西格马增量数字调制器1000。这种调制器可用于PSK信号，如但不限于二元相移键控(BPSK)，正交相移键控(QPSK)，偏移正交相移键控(0-QPSK)，和正交幅度调制(QAM)。相移键控允许不同的信号相位代表不同的符号。每个符号可顺序代表一些变化的比特信息，依据所代表的信号多少。在进一步的实施例中，相位延迟可用于表示发送的信息。相位信息1002被提供给西格马增量数字调制器1000。相位信息包括对0度、90度、180度或270度相移的选择。西格马增量数字调制器1000还接收由参考信号产生器1006产生的参考信号1004。参考信号1004是输出信号频率的几倍。在所示的实施例中，参考信号是输出信号的频率的4倍。0度信号由波形1008表示。在波形1008中，在波形1004的第一个周期与波形1008的第二个周期之间没有延迟。波形1008是通过采用标准数字技术将波形1004分成4份产生的。波形1010也是通过采用标准数字技术将波形1004分成4份产生的，与波形1008相比，只是第二个周期比第一个延迟90度。波形1010的第二个周期延迟90度，只是将波形1010的第二个周期的开始延迟了参考频率1004的一个周期。波形1012也是通过采用标准数字技术将波形1004分成4份产生的，与0度波形1008相比，只是第二个周期延迟了180度。波形1012的第二个周期延迟了180度，只是将波形1012的第二个周期的开始延迟参考频率1004的两个周期。波形1014也是通过采用标准数字技术将波形1004分成4份产生的，与0度波形1008相比，只是第二个周期延迟270度。波形1014的第二个周期延迟270度，只是将波形1014的第二个周期的开始延迟了参考频率1004的三个周期。通过使用相位信息信号1002在0度、90度、180度或270度之间选择，可编码4个符号。因此，西格马增量数字调制器1000可用于编码QPSK，或其他4个符号相位调制。包括正交编码信号1018的输出1016可通过刚描述的增量西格马数字调制器1000和标准数字电路来产生。多种类型的PSK信号可通过改变参考信号1004的频率，从参考信号1008中产生输出信号1018的划分值，和作为相位延迟插入输出信号1018的参考信号1008周期的数量来产生。进一步的实施例包括数字相位调制器，如图11所示。图11示出了产生QPSK信号的可编程除法调制器(PDM)1100。类似的思想可用在用较小的电路变化产生任何类型PSK信号。PDM 1100接收相位信息1102和来自参考信号产生器1106的参考信号1104。PDM 1100通过接收参考信号1104并将其耦合到一组除法器1112、1114、1116和1118中，产生包括相位调制信号1110的输出1108。每个除法器都有自己的与其他除法器不同的除法比，因此除法器的频率输出也都不同。除法器1112的除法比最小，在除法器1114、1116和1118中分别增大。换句话说，N＜N+X＜N+Y＜N+Z。当除法器1112、1114、1116和1118都耦合到同一个信号源时，除法器1112第一个得到输出，接着是1114、1116和1118。通过改变除法比，除法器1114产生的信号有一个为90度的时段，它比除法器1112的长。通过改变除法比，除法器1116产生的信号有一个为180度的时段，它比除法器1112的长。通过改变除法比，除法器1118产生的信号有一个为270度的时段，它比除法器1112的长。这意味着1118的输出与1112的输出相比延迟了270度，1116的输出与1112的输出相比延迟了180度，1114的输出与1112的输出相比延迟了90度。相位信息1102被用于依据期望的相位是0度、90度、180度还是270度，来激活S1-(1120)、S2-(1122)、S3-(1124)或S4-(1126)。当来自一个除法器的脉冲被所选的开关实际耦合到输出108时，输出作用为除法电路(1112、1114、1116和1118)中所有计数器的复位信号1128，PDM 1100被复位并准备产生下一个脉冲。PDM 1100可通过改变参考信号1104的频率、在除法器上加入校正除法比和加入选择开关在除法器间选择，扩展至任意数量的相位延迟。
图12表示本发明的进一步的实施例，其中数字幅度调制电路(DAMC)，如图4所示，与增量西格马数字调制器(DSDM)或可编程除法调制器(PDM)相结合。这些组成部分之间的连接可以是纯数字、纯模拟或混合的。不同的实施例可依据所期望的目的结合数字或模拟子系统。例如，求和器1200描述了两个输入，其中平均功率信号1202连接到一个输入，幅度信号1204连接到另一个输入。如果平均功率信号1202和幅度信号1204是模拟控制电压，求和器1200可实现为可操作的放大器求和单元。如果平均功率信号1202和幅度信号1204是数字值，求和器1200可实现为计时数字加法器单元。图12中所示其它单元也是同样。选择系统内模块是模拟或数字控制仅是一种实现，数字模块的基本功能保持不变。PSK信号1206可分解为幅度分量和相位分量1208。分解值1208在模块700具有与图7中所示相同的类型。PSK信号的信号分解可用不同的方式完成，使用现有技术中已知的方法。表示PSK信号幅度部分的幅度信号1204然后耦合到求和器1200中，在其中与平均功率信号1202相加产生和信号1210。平均功率信号1202是期望平均广播功率的表示。然后将和信号1210耦合到数字幅度调制电路(DAMC)的第一输入端。DAMC可与图4中的DAMC相同。平均功率信号1202表示期望的系统输出射频功率。分解值1208输出的相位信号1212被用作DSDM 1214或PDM 1214的控制信号。输出1214是数字相位调制信号1216，用于控制例如数字延迟1218。数字延迟1218用于延迟来自信号产生器1222的周期性信号1220。信号产生器1222可以是模拟产生器，如正弦波形产生器，或者是数字信号产生器，其输出等于模拟产生器的数字。如果信号产生器1222是数字产生器，则可以使用数字延迟1218。在所述的实施例中，两个寄存器1224和1226背对背相连。寄存器1224在DSDM或PDM 1214输出的波形的下降沿计时，并当其在数字相位调制信号1216的下降沿计时，从信号产生器接收到波形数。然后将此数存储在寄存器1224中直到DSDM或PDM 1214输出的波形的上升沿使寄存器1224内的数被计入寄存器1226中。由于DSDM或PDM 1214提供了具有4个不同的周期表示在下降和上升沿之间的QPSK值的信号，因此信号产生器1222产生的信号1228的相位被不同地延迟，并被耦合到DAMC的幅度调制输入端，如图5的DAMC的输入端502。然后DMAC 1230以与图5中输出端520产生波形同样的方式产生输出波形。如果信号产生器1222是模拟的，例如正弦波形产生器，可以使用例如1232中示出的模拟延迟电路。信号产生器1222产生的信号被耦合到模数转换器1234中。然后将模数转换器1234的输出在DSDM或PDM11214输出的信号的下降时钟沿耦合到寄存器1236中。然后寄存器1236中的值在DSDM或PDM 1214输出的信号的上升沿耦合到寄存器1238中。由于DSDM或PDM 1214提供了具有4个不同周期代表在下降沿和上升沿之间的QPSK的值的信号，信号产生器1222产生的信号1228的相位被不同地延迟。寄存器1222的输出可在数模转换器1240中转换为模拟值，然后耦合到DAMC 1230的幅度调制输入端，如图5中的502。在这种方式下，射频信号1242的整个调制和放大的过程可用最少的模拟元件完成。已经描述了本申请的不同实施例，很显然，对于本领域普通技术人员来说，在本发明范围内的更多的实施例和实现是可能的。因此，本发明仅受到所附权利要求及其等效物的限制。
权利要求
1.一种以数字方式产生调制信号的装置，包括平均功率输入端，用于接收第一输入信号，所述第一输入信号表示由所述装置产生的平均输出功率；幅度调制输入端，用于接收第二输入信号，所述第二输入信号表示由所述装置产生的幅度调制；求和单元，用于将所述第一输入信号和所述第二输入信号结合，产生占空因数控制信号，其中所述占空因数控制信号与所述第一输入信号和所述第二输入信号成比例；占空因数控制器，用于接收占空因数控制信号和产生输出信号，其中所述输出信号的占空因数与所述占空因数控制信号成比例。
2.根据权利要求1所述的装置，进一步包括积分电路，用于接收所述占空因数控制器的输出信号并对其进行积分，从而产生积分输出信号；谐振电路，用于接收所述积分电路输出的积分输出信号，并与所述积分输出信号的频率和幅度成比例地谐振，以产生与所述积分电路输出的积分输出信号成比例的正弦输出信号。
3.一种以数字方式产生预定级的调制射频信号的装置，包括信号分解单元，用于接收相移键控PSK信号，并将PSK信号分解成相位信号和幅度信号；数字相位调制单元，用于接收所述相位信号，并产生数字相位调制信号；信号产生器，用于提供周期性信号；延迟单元，具有用于接收所述数字相位调制信号的第一输入端和用于接收所述周期性信号的第二输入端，在周期信号中产生与所述数字相位调制信号成比例的延迟，从而产生延迟的周期性信号，其中所述延迟与所述数字相位调制信号成比例；求和单元，具有用于接收平均功率信号的第一输入端和用于接收幅度信号的第二输入端，所述平均功率信号与所述幅度信号由此结合并产生一个和信号，所述和信号与所述平均功率信号成比例，也与幅度信号成比例；数字幅度调制电路DAMC，用于接收所述延迟的周期性信号与所述和信号，产生调制的射频信号。
4.根据权利要求3所述的装置，其中所述数字相位调制单元包括增量西格马数字调制器DSDM。
5.根据权利要求3所述的装置，其中所述数字相位调制单元包括可编程除法调制器PDM。
6.根据权利要求3所述的装置，其中所述延迟单元包括数字延迟单元。
7.根据权利要求3所述的装置，其中所述延迟单元包括模拟延迟单元。
8.一种以数字方式产生调制信号的方法，包括接收表示期望的平均输出功率的第一输入信号；接收表示期望的幅度调制的第二输入信号将所述第一输入信号和所述第二输入信号结合，产生占空因数控制信号，其中所述占空因数控制信号与所述第一输入信号和所述第二输入信号成比例；接收占空因数控制信号，并产生一输出信号，其中所述输出信号的占空因数与所述占空因数控制信号成比例。
9.根据权利要求8所述的方法，进一步包括将占空因数控制器的输出信号积分，产生积分输出信号；将所述积分输出信号耦合到谐振电路中，产生与所述积分电路输出的积分输出信号成比例的正弦输出信号。
10.一种以数字方式产生预定级的调制的射频信号的方法，包括将PSK信号分解成相位信号和幅度信号；从所述相位信号中产生数字相位调制信号；提供周期性信号；在所述周期性信号中产生与所述数字相位调制信号成比例的延迟，从而产生延迟的周期性信号，其中所述延迟与所述数字相位调制信号成比例；将平均功率信号与所述幅度信号结合，产生与所述平均功率信号及所述幅度信号成比例的一个和信号；将所述延迟的周期性信号与所述和信号耦合到数字幅度调制电路DAMC中，产生调制的射频信号。
11.根据权利要求10所述的方法，其中所述产生数字相位调制信号的步骤包括使用增量西格马数字调制器DSDM产生数字相位调制信号。
12.根据权利要求10所述的方法，其中所述产生数字相位调制信号的步骤包括使用可编程除法调制器PDM产生数字相位调制信号。
13.根据权利要求10所述的方法，其中所述在周期性信号延迟单元中产生延迟的步骤包括采用数字延迟单元延迟性周期性信号。
14.根据权利要求10所述的方法，其中所述在周期性信号延迟单元中产生延迟的步骤包括采用模拟延迟单元延迟周期性信号。
15.一种以数字方式产生调制信号的装置，包括用于接收第一输入信号的模块，所述第一输入信号表示期望的平均输出功率；用于接收第二输入信号的模块，所述第二输入信号表示期望的幅度调制；用于将所述第一输入信号和所述第二输入信号结合并产生占空因数控制信号的模块，其中所述占空因数控制信号与所述第一输入信号和所述第二输入信号成比例；用于接收占空因数控制信号和产生输出信号的模块，其中所述输出信号的占空因数与所述占空因数控制信号成比例。
16.根据权利要求15所述的装置，进一步包括用于将所述占空因数控制器的输出信号积分以产生积分输出信号的模块；用于产生与所述积分电路输出的积分输出信号成比例的正弦输出信号的模块。
17.一种以数字方式产生预定级调制射频信号的装置，包括用于将PSK信号分解成相位信号和幅度信号的模块；用于从所述相位信号中产生数字相位调制信号的模块；用于提供周期性信号的模块；用于在周期性信号中产生与所述数字相位调制信号成比例的延迟的模块，在所述延迟与所述数字相位调制信号成比例时产生延迟的周期性信号；用于将平均功率信号与所述幅度信号结合并产生与所述平均功率信号及幅度信号成比例的一个和信号的模块；用于将所述延迟的周期性信号与所述和信号耦合到数字幅度调制电路DAMC以产生调制射频信号的模块。
18.根据权利要求17所述的装置，其中所述用于产生数字相位调制信号的模块包括增量西格马数字调制器DSDM。
19.根据权利要求17所述的装置，其中所述用于产生数字相位调制信号的模块包括可编程除法调制器PDM。
20.根据权利要求17所述的装置，其中所述用于在周期性信号延迟单元中产生延迟的模块包括至少一个数字延迟单元。
21.根据权利要求17所述的装置，其中所述用于在周期性信号延迟单元中产生延迟的步骤包括使用模拟延迟单元延迟周期性信号。
全文摘要
通信系统，特别是便携式个人通信系统，如便携式电话，日益数字化。数字化系统的趋势已经部分发生，因为数字系统可以在少于相应的模拟系统所需的能量下运行。然而，还大量保留模拟的一个领域是调制和射频放大电路。为了产生射频频率波形，需要使用D类开关型放大器。D类放大器的输出耦合到积分器中，产生一个模拟信号。该模拟信号耦合到谐振电路中，使输出波形形成正弦射频广播信号。D类放大器的波形被组合信号占空因数调制，所述组合信号代表了广播信号的期望的振幅调制和期望的平均功率电平的结合。另外公开了采用数字西格马增量调制器和数字可编程除法调制器的数字调制实例。进一步公开了同时使用数字调制技术和D类放大器技术以广播被分解成幅度和相位的相移键控信号。
文档编号H03F3/217GK1518792SQ02806852
公开日2004年8月4日 申请日期2002年3月20日 优先权日2001年3月21日
发明者P·A·昂德布林克, D·沙姆娄, R·W·克拉克, J·H·科利斯, G·因, P·D·瑞安, K·H·黑尔, P A 昂德布林克, 仿 , 克拉克, 瑞安, 科利斯, 黑尔 申请人:斯盖沃克斯瑟路申斯公司