专利名称：用于射频下变频的直流微调电路的制作方法
技术领域：
本发明主要涉及通讯领域，更具体地，本发明涉及一种在解调射频(RF)信号时最小化直流偏移和二阶调制分量(IM2噪音)的方法和装置。本发明的优选实施例在实现价廉、高性能、完全可集成的接收机或收发机方面取得了显著的进步。
背景技术：
许多通讯系统将电磁信号从基带调制到更高频率以进行发射，并且随后在接收机将这些高频解调回原始频带。例如，原始(或基带)信号可能包括数据、语音或者视频内容。可以由诸如麦克风或摄影机之类的换能器来生成基带信号，或者由计算机来产生基带信号，或者从电存储设备将基带信号传送出。通常，使用高频可以比使用基带信号提供更大范围和更高容量的信道。另外，因为高频信号可以通过空气有效地传输，所以可以将其和固定布线或波导通讯用作无线发射。
所有的这些信号通常称为射频信号，射频信号是电磁信号，也就是说，通常和无线电波传播相关联的电磁频谱内具有电属性和磁属性的波形。
使用这种调制和解调技术的有线通讯系统包括诸如本地网(LAN)和点对点通讯的计算机通讯网络，并包括诸如国际互联网的广域网(WAN)。这些网络一般通过导电通道或者光纤通道传送数据信号。可能使用调制和解调的无线通讯系统包括诸如AM和FM无线电以及UHF和VHF电视等用于公共广播的无线通讯系统。个人无线通讯系统可以包括蜂窝电话网络、个人传呼设备、出租车服务中使用的HF无线电系统、微波骨干网、蓝牙标准下的互连装置和卫星通讯。其它使用RF调制和解调的有线和无线系统为本领域普通技术人员所公知。
本文的重点在于下变频或者解调，也就是将高频信号转化到低频电平。以无线RF接收机为例，例如，解调典型地包括将接收到的信号从其载波频率向下转化到基带。
大部分RF接收机使用“超外差”布局(“super-heterodyne”topology)来执行下变频，该布局在例如公众广播FM无线电接收机等范围有限的应用内提供了良好的性能。正如将要说明的，在更加复杂的现代应用中，超外差的局限性使其使用变得昂贵，并且性能拙劣。
超外差接收机利用二阶频率转化方法将RF信号转化成基带信号。图1示出了典型的超外差接收机10的方框图。标号为12的混频器M1和标号为14的混频器M2用于将RF信号转化到基带，此时部件的平衡放大正在处理的信号，并且将噪声从信号中过滤出。
RF带通滤波器(BPF1)18首先对来自天线20的信号进行滤波(注意带通滤波器18还可以是双工器)。低噪放大器22接着放大滤波后的天线信号，增加RF信号的强度，并且降低接收机10的噪声系数。通常识别为图像载波抑制滤波器的另一个带通滤波器(BPF2)24接着对信号进行滤波。信号接着进入混频器M112，混频器M112将由本机振荡器(LO1)26产生的周期信号和来自于图像载波抑制滤波器24的信号相乘。混频器M112从图像载波抑制滤波器24接收信号，并且将该信号转化为低频，也就是第一中频(IF1)。
通常地，混频器(例如M112或者M214)为一种电路或者设备，该电路或者设备接收作为其输入的两个不同频率的信号，并且进行如下输出(a)信号的频率与输入信号的频率之和相等；(b)信号的频率与输入信号的频率之差相等；和(c)原始输入频率。
混频器的典型实施例为是数字开关，它可以比上述方式产生更多的音调(tone)。
频率中心接近IF1频率的通常称为信道滤波器的带通滤波器(BPF3)28接着对IF1信号进行滤波，从而滤出第一混合过程的干扰分量，也就是上述的信号(a)和(c)。当执行第二混合过程时，这很有必要，以防止这些信号干扰有效信号。
该信号然后被中频放大器(IFA)30放大，并且利用本机振荡器(LO2)32和混频器M214使得该信号和第二本机振荡器信号混合。第二本机振荡器LO232产生周期信号，该周期信号典型地调谐到IF1频率。因此，来自于M214的输出的信号现在位于基带，也就是说，位于信号原始产生的频率处。利用低通滤波器LFP 38将噪音从有效信号中滤去，并且信号传递到某些显示方式、处理或者记录设备。在无线电接收机的情况下，可以是声频放大器和扬声器，而在计算机调制解调器的情况下，可以是模拟数字转换器。
注意到可以使用相同的过程将任意电信号从某频率调制或者解调到其它频率。
超外差设计的主要问题有·它需要昂贵的离线(off-chip)部件，尤其是带通滤波器18、24、28和低通滤波器38；·离线部件需要交替换位设计，从而增加功率损耗和减少系统增益；·由离线部件限制图像载波抑制，而不是由目标集成工艺限制图像载波抑制；·与数字噪声隔绝是一个问题；和·它并不是完成可集成的。
在超外差系统中使用的带通和低通滤波器18、24、28和38必须是高质量设备，因此不能使用电可调滤波器。而且，在多标准/多频率应用中使用超外差系统的唯一方式是为每个频带使用一组分离的离线滤波器。
直接转化布局尝试使用一个混频器和一个本机振荡器并以单个步骤来执行下变频转化。在转换到基带的下变频中，这需要本机振荡器(LO)的频率与输入RF信号的载波频率相等。
然而，这种技术会产生DC噪声，DC噪声会干扰包含在解调后基带信号中的低频信息。由于这些DC噪声信号通常为不可预测的，并且会随着时间而变化，因此克服这些DC噪声信号是特别困难的。在下变频布局中，可能产生这种直流噪音信号的机制包括1.本机振荡器泄漏。由于泄漏到RF输入的本机振荡器(LO)功率将与其自身混合，所以在混频器输出会导致直流电平。由于来自于混频器的输出信号中的一个是被混合的两个频率的差值，并且LO正在产生强大的信号，该信号的频率与正在被解调的引入信号的载频相同，解调LO信号自身以在混频器输出产生DC信号。
2.信道干扰的泄漏。当大的邻近RF信号泄漏到混频器的本机振荡器端口、并且其自身混合下至DC时，可能在混频器的输出产生DC电平。
3.在完全集成的实施上，由于设备中不匹配而造成的偏移。
4.在基带的1/f噪声。1/f噪声的功率谱与频率成反比例。换句话说，噪声信号的功率非常接近于直流(DC)。1/f噪声，或者“间歇噪声”主要由MOSFET的充电俘获和去俘获属性产生；和5.互调分量。混合使得从原始信号产生了合成分量和差动分量。互调分量是这些分量的失真，电子部件中的非线性或者被混合信号中的谐波可能产生互调分量。
因此，在解调器的输出处，在DC或者DC附近，相对幅度较低的相关信号有受到大而时变的DC信号干扰的可能。
已经尝试多种方式来减少或者补偿这些DC噪声信号电平，但是并没有哪种方式非常有效或者实用1.电容耦合放置一个与信号通道串联的电容可以阻塞DC噪声信号，但是也会阻塞零频率附近的有效信号分量。数据损失的严重性取决于发射调制和信号编码。
电容耦合的缺点还在于对于完全集成的接收机来说，电容的尺寸通常太大。
2.适应性反馈还可以使用适应性反馈来去除DC噪声信号，适应性反馈按时平均待检DC偏移量，并且沿着接收通道从方便的点减去相应数量。虽然相对于电容耦合来说，基于反馈来减少DC偏移更有效率和更加容易应用到集成解决方案中，但是在应用适应性反馈时必须考虑到以下方面a.增加了设计的复杂程度；b.由于可能不能从有效数据中区分出DC偏移和近DC偏移，在周期性基础上通常需要一定量的训练时间，以精确确定DC偏移；和c.如果使用DC偏移的长期平均量来估计需要从输入中减去的偏移量，那么该技术不能良好地响应于DC偏移电平的快速变化。
3.设备的良好匹配晶体管的不匹配造成噪音，并且反过来噪声会影响性能。随着部件尺寸的减少，不匹配的程度会增加，所以在高集成应用中，性能和产出会下降。典型地，使用大尺寸设备和/或使用平行的多部件来解决该问题。这些方法的效率都不高，并且显然会导致大部件。
因此，在直接转化机制中，当前正在使用的解决DC噪声问题的技术中没有一个是特别有效的。
还注意到，由于对低成本、高功率效率的接收机的持续期望，人们已经对高度集成设计进行了深入研究，与此同时，包括手持蜂窝电话在内的便携式系统的重要性也不断增长。由于无线通讯领域(特别是低功率蜂窝/微蜂窝语音/数据个人通讯系统)中相关的频率已超过在频谱中先前已使用的频率(大约为900MHz)1GHz，因此研究变得更有挑战性。
因此，需要可以解决上述问题的解调方法和解调装置。期望该设计是完全集成的、价廉的和高性能的。同样，还期望可以容易地将该设计应用到多标准/多频率应用中。
发明内容
因此，本发明的一个目的是提供一种新的调制和解调的系统与方法，消除或者减轻现有技术的至少一个缺点。
本发明的一个方面表现为一种对差分输入信号x(t)进行下变频处理的电路，包括由分离的正信道和负信道组成的差分跨导输入单元，用于接收所述输入信号x(t)的正信道和负信道，并且放大所述输入信号x(t)的所述正信道和负信道；第一差分混频器，用于接收所述放大后的输入信号x(t)，并且用第一混合信号1混合所述输入信号x(t)，以生成输出信号1x(t)；第二差分混频器，用于接收所述信号1x(t)作为输入，并且用第二混合信号2混合所述信号1x(t)，以生成输出信号12x(t)；一对电流源Ia和Ib，用于向所述差分跨导输入单元的所述正信道和负信道的各自输出提供电流，以减少从所述第一差分混频器提取的电流，所述电流源Ia和Ib以互补的方式微调，其中Ia＝I+ΔI，Ib＝I-ΔI。
本发明的另一方面表现为一种对电路进行信号解调的方法，其中该电路包括由分离的正信道和负信道组成的差分跨导输入单元，用于接收所述输入信号x(t)的正信道和负信道，并且放大所述输入信号x(t)的所述正信道和负信道；第一差分混频器，用于接收所述放大后的输入信号x(t)，并且用第一混合信号1混合所述输入信号x(t)，以生成输出信号1x(t)；第二差分混频器，用于接收所述信号1x(t)作为输入，并且用第二混合信号2混合所述信号1x(t)，以生成输出信号12x(t)；一对电流源Ia和Ib，用于向所述差分跨导输入单元的所述正信道和负信道的各自输出提供电流，以减少从第一差分混频器提取的电流，所述电流源Ia和Ib以互补的方式微调，其中Ia＝I+ΔI，Ib＝I-ΔI；该方法包括如下步骤在所述输入加入双音调信号；在电路的基带输出处测量IM2；确定使IM2最小化的ΔI的电平；记录该使IM2最小化的ΔI的电平；在所述下变频器的常规操作中使用所述记录的ΔI的电平。
本发明的再一个方面表现为一种对差分输入信号x(t)进行下变频处理的方法，该方法包括如下步骤使用由分离的正信道和负信道组成的差分跨导输入单元来放大所述输入信号x(t)的正信号和负信道；使用第一差分混频器用第一混合信号1混合所述放大后的输入信号x(t)，以生成输出信号1x(t)；使用第二差分混频器用第二混合信号2混合所述信号1x(t)，以生成输出信号12x(t)；利用一对电流源Ia和Ib向所述差分跨导输入单元的所述正信道和负信道中的各自信道提供电流，以减少从所述第一差分混频器提取的电流；以互补的方式微调所述电流源Ia和Ib，其中Ia＝I+ΔI，Ib＝I-ΔI；其中可以操作ΔI以降低输出信号12x(t)中的IM2和直流偏移，并且可以放宽所述混频器的匹配参数。
在下文，参考附图对本发明进行说明，使本发明的上述特征和其它特征更加明显，在附图中图1是现有技术的超外差接收机布局的方框图；图2是本发明一个主要实施例的解调器布局的方框图；图3是一对用于混合信号的虚拟本机振荡器(VLO)的发展(development)的时序图；图4是本发明一个实施例中的一套用于混合信号的差分VLO的幅度与时间关系的时序图；图5是本发明一个实施例中的CMOS内使用的差分解调器布局的电路示意图；
图6是本发明一个实施例中的差分有源混频器的方框图；图7是本发明一个实施例中的可调电流源的电路示意图；图8是本发明一个实施例的确定微调电流ΔI的方法流程图；图9是显示二阶调制噪声(IM2噪声)如何随微调电流ΔI改变的曲线图；和图10是本发明一个实施例中BiCMOS使用的差分解调器布局的电路示意图。
具体实施例方式
图2示出了实现多个上述目的电路。该图示出了解调器或下变频布局50，通过将差分输入信号x(t)与两个混合信号1、2混合，对信号x(t)进行下变频。“差分”信号是其相对于地具有正电势和负电势的信号。因此，该电路将具有差分电压x(t)+、x(t)-的输入信号当作射频(RF)输入信号进行处理。
使用差分结构的结果是输出信号增强，抵抗噪声的能力比图1所示的单端结构的输出信号要好。例如，如果环境噪声在图1的输入叠加了个噪声信号，这个噪声信号将通过电路传播。如果相同的环境噪声等量叠加在图2所示差分电路的x(t)+、x(t)-输入端，其副作用将被抵消掉。
图2所示电路包括差分跨导输入单元52，该单元具有分离的正信道和负信道，用于接收输入信号x(t)的正信道和负信道。该单元放大输入信号x(t)的正信道和负信道，并将放大后的信号传输至第一差分混频器54。输入信号x(t)可以是任何来源的信号，因此，差分跨导输入单元52可与多种低噪声放大器、滤波器、天线或其它前端部件连接。典型地，跨导输入单元52将具有高阻抗输入，但是本发明不局限于这种实现方式。
第一差分混频器54接收放大后的输入信号，并将该信号与第一混合信号1混合，产生输出信号1x(t)。同样，第二差分混频器56接收信号1x(t)，将该信号作为其输入与第二混合信号2混合，产生输出信号12x(t)。
两个混合信号1和2可以是现有技术已知的任何形式的信号，包括在标准超外差结构中使用的信号。在本文说明的优选实施例中，将说明一个非常有用的混合信号的范例，该信号称为“虚拟本机振荡器”或VLO信号，但是本发明不局限于VLO混合信号。
电路中的两个混频器可以使用任何现有技术已知的差分混频器或非差分混频器对。例如，可使用在一件未决的美国专利申请中介绍的差分混频器，该专利申请的申请日是2002年3月8日，其申请号是10/096,118，其题目是“集成电路可调RF混频器”。
本领域技术人员很清楚两个混频器54和56的特定设计参数，设计参数具有相关联的噪声指数、线性响应、变频损耗、变频压缩、隔离、动态范围、失真变频增益等典型特性。这些混频器的选择和设计将遵循本领域已有的标准。
电路还包括一对电流源Ia和Ib，分别向差分跨导输入单元52的正信道和负信道的输出提供电流。这两个电流源减少了必须通过第一差分混频器54提取的电流。
通过以下参考图5至图9对优选实施例的详细说明，本发明的操作将更加清楚。简言之，第一差分混频器54的部件在其工作期间必须提取电流，用于进行放大和切换(也可能有其它功能)。从诸如Ia和Ib的外部电流源向第一差分混频器54中的RF放大器晶体管提供电流，意味着第一差分混频器54中的有源混频器开关只需要提供RF放大器晶体管所需的小部分电流。经由有源混频器开关的减少的电流组分产生一个减小的噪声，作为RF放大器晶体管的输入，同时由有源混频器电路的阻性负载产生的减小的噪声使得整体噪声性能得以改进。同时，流经RF放大器晶体管的全部电流可以保持在足以确保在所需的增益和线性下进行操作的电平上。
同样重要的是，可以以互补的形式对电流源Ia和Ib进行微调，其中Ia＝I+ΔI，Ib＝I-ΔI。可由多种方法确定ΔI的值，例如，各种反馈或测试技术。在本文所述的优选实施例中，在电路进行常规操作之前，实施一个双音调测试来确定ΔI的值。在测试器件的过程中调节ΔI的值，使输出的二阶调制分量最小化。存储该优化的ΔI值并在电路常规操作期间使用该值。
如背景技术所所述，在下变频过程中产生DC噪声项或DC偏移。本发明的电路以衰减设备的匹配的方式提供DC偏置校正，使电路的鲁棒性更强，并提供集成化的环境下的高收益。
可对这种电路进行很多增加和修改，但不影响本发明的概念得以实施。例如，可根据下变频模式的特性在图2所示电路的第一混频器54和第二混频器56之间设置一个滤波器58。例如，在传统超外差变频期间，采用一个带通滤波器。在本文所述的VLO变频的情况下，采用一个高通滤波器(HPF)。
虽然在图2中暗示出以模拟形式实现多种部件，但是也可以以数字形式实现这些部件。此处的混合信号通常以二进制1和0的形式存在，然而，也可以采用双极波形±1。因为扩展频谱应用使用整流混频器，而整流混频器按照步长周期性将其输入转换为本机控制信号(这种转换过程和将信号与本机振荡器直接混合的过程不同)，所以双极波形典型地用于扩展频谱应用中。
以下说明本发明的多个其它实施例，首先，介绍虚拟本机振荡器(VLO)的概念。
虚拟本机振荡器(VLO)信号如上所述，优选地，采用虚拟本机振荡器(VLO)实现本发明。VLO混合信号与普通两步变频布局(诸如超外差结构)中使用的混合信号有很大不同。虽然两个混合信号都用在VLO的实现中，两个VLO信号与直接变频使用的单独混合信号更具可比性。其与直接变频方法最主要的不同之处在于采用两个VLO混合信号来模拟单独混合信号，而没有诸如自混合等直接变频所通常具有的缺陷。这是因为两个VLO混合信号不会真正产生模拟的LO信号。
当通过直接转换将一个输入信号x(t)解调为基带信号时，通常的实现方法是将输入信号x(t)与信号f1在输入信号x(t)的载频混合。VLO的原理是使用两个(或更多)具有多种特性的混合信号来模拟解调1、其乘积模拟本机振荡器(LO)信号，该LO信号在将输入信号x(t)转换为理想的输出频率所需的频率上功率很强。例如，将输入信号x(t)转换为基带信号，1(t)*2(t)必须在x(t)的载频f1上有较强的功率。
2、1和2中的一个在混频器对的输出1(t)*2(t)*x(t)的频率附近的功率最小，另一个在输入信号x(t)的中心频率fRF附近的功率最小。“最小功率”表示功率应该足够低，以至于在特定应用中不会严重降低RF信道的性能。
例如，如果混频器对正在将输入信号x(t)解调为基带信号，优选地，1和2中的一个在DC附近的功率最小。
结果，所需的解调过程受到了影响。不过，在输入信号x(t)的载频附近，将会没有或很少有LO信号会泄漏进入信号通道并出现在输出端。
图3是一个模拟LO信号f1的合适的1和2混合信号对的示例。在本实施例中，第一混合操作(图2的第一混频器52执行)是对多音混合信号1进行操作。多音或非单音表示信号具有一个以上的主频音。单音信号有一个主频音，也可能具有与主频音相调和的其它音。
然后，将所得到的信号1x(t)在第二混频器54与单音信号2混合，产生输出信号12x(t)。
现在参考图3，很显然，这两个混合信号的乘积1*2在被模拟的本机振荡器信号f1的频率上具有较强功率。然而，1和2在输入信号x(t)、被模拟的f1 LO信号或输出信号12x(t)的频率上的功率都不强。因为VLO信号在对输出信号有影响的频率上的功率不强，所以具有此特性的混合信号极大地解决了自混合的问题。
同样很重要的是，在电路的实际操作中，不产生实际的“1*2”信号，即使产生，该信号的量也微乎其微。混频器54和56接收分离的1和2信号，通过使用不同的物理部件将它们与输入信号x(t)混合。因此，不存在可能泄漏进入电路的LO信号。
现在看来自图3的这些混合信号的一个周期，1*2信号的产生很清楚
很显然，图3中的两个混合信号1和2满足有效VLO信号的条件。
从本文的说明中，本领域技术人员能够很明了产生这种信号的电路设计。在申请人的相关的未决专利申请中介绍了多种合适的电路1、PCT国际申请号PCT/CA00/00995，申请日为2000年9月1日，题目为“射频信号(RF)上变频的改进方法和装置”；2、PCT国际申请号PCT/CA00/00994，申请日为2000年9月1日，题目为“射频信号(RF)下变频的改进方法和装置”；和3、PCT国际申请号PCT/CA00/00996，申请日为2000年9月1日，题目为“射频信号(RF)上下变频的改进方法和装置”。
通过使用这些VLO信号，可很好地解决高集成度收发器中存在的图像载波抑制、LO泄漏1/f噪声的问题。
本领域技术人员很清楚，可以设计或多或少具有本发明优点的VLO信号。虽然可能在某些情况下几乎没有LO泄漏，在其它情况下仍具有一定程度的LO泄漏的VLO信号也是可以接受的。
电压可控的振荡器(VCO)通常用于产生VLO混合信号。一般来说，比较理想的情况是，如果发生自混合，所使用的振荡器工作在对数据信号无不利影响的频率，例如，在模拟的LO信号的倍数或除数使用VCO。
图4是与图3类似的产生差分VLO混合信号的时序图。从以上对图3的描述来看，图4的发展也按该逻辑进行。
这种情况的目的是产生一组差分混合信号1P、1N、2P和2N，其中1P和2P相结合，以模拟LO信号的正信道(f1P)；1N和2N相结合，以模拟LO信号的负信道(f1N)。VLO信号的正对偶和负对偶互为对方的极性补充。
如上所述，使用两个混频器54和56和差分混合信号1P、1N、2P和2N将输入信号x(t)下变频为基带信号。因为使用了差分混合信号，所以必须为1和2中的每个产生正对偶和负对偶。正和负对偶的信号分量互为对方的极性补充，所以这些信号的模式在逻辑上遵循图3的幅度和时间的关系曲线图。然而，为了完整表示，这些信号的发展显示在图4的幅度和时间的关系曲线中。
在工作中，单音信号1P与x(t)+输入相混合，然后1P*x(t)+与非单音信号2P相混合。很显然，积1P*2P等于f1P，这样它可以模拟f1P信号，而不会在f1P频率处产生强功率。同样，在工作中，单音信号1N与x(t)-输入相混合，然后1N*x(t)-与非单音信号2N相混合。而且，积1N*2N等于f1N，这样它可以模拟f1N信号，而不会在f1N频率处产生强功率。
典型电路在图5至图9的示意图中示出了本发明的典型实现方式。图5示出了完整电路的电路图，图6示出了有源混频器部件的大概布局。图7示出了本实施例采用的电流源的详细电路图。图8示出了确定优化值ΔI的方法流程图，图9示出了该方法如何最小化IM2。
图5所示的电路68具有四个主要部分一对电流源70、有源混频器电路72、高通滤波器(HPF)74和无源混频器电路76。电路68接收差分RF输入信号x(t)+和x(t)-，将输入信号下变频为基带(BB)信号BB+和BB-。在两个混频器72和76的LO端口处，将差分混合信号1P、1N、2P和2N应用于下变频，以将引入的RF信号转换为基带信号。这些差分混合信号1P、1N、2P和2N可以是标准的超外差混合信号，或如上所述的VLO信号。
图5中布局的核心包括两个混频器有源的第一混频器72和无源的第二混频器76。有源混频器与无源混频器的不同之处在于1、有源混频器提供变频增益。因此，有源混频器可作为低噪声放大器和无源混频器的结合体；2、因为有源部件的阻抗，有源混频器在输入和输出端口之间提供更好的隔离；和3、有源混频器允许使用低功率信号，减少了在产生混频信号时所导致的噪声。
虽然有上述优势，有源混频器在调制和解调布局上的应用仍存在问题。因为有源混频器是非线性设备，它们产生更多的1/f噪声并产生二阶失真。如上所述，1/f噪声的功率谱中，随着频率接近DC(直流)，噪声功率也增加。
本发明的布局可利用有源混频器的优势，这主要归功于减少DC偏移的系统，但是同时也归功于在电路68的平衡中采用了高通滤波器74和无源混频器76。首先，高通滤波器74滤除大量DC噪声。然后，因为第二混频器76是无源混频器，并且其工作频率较低，所以不会在信号中引入显著的二阶失真。因此，这种布局利用了有源混频器的优势，不会在输出信号中引入二阶失真。
下面参考图6的框图说明电流源70和有源混频器电路72的工作情况。
在图5的框图中示出了电流源70和有源混频器72的简化表示，所有组件分为三类混频器区220、增益区222和电流源区224。
简言之，增益区222是增益提供级，由多个输入晶体管组成，如图4中显示的晶体管M5和M6。这些输入晶体管的输入信号是差分输入信号x(t)+和x(t)-，并且其输出作为放大后的信号传送至混频器区220。混频器区220包括如图5所示的晶体管M1至M4。
增益区222仅为单级差分放大器，包括两个晶体管M5和M6，还包括两个电阻器R1和R2。通过输入信号Vb的电压控制其放大程度。
混频器区220受两个分离的晶体管和电阻器对偶的影响，晶体管和电阻器接收增益区222发来的放大后的RF信号。来自增益区222的放大后的RF信号被传输至晶体管开关M1、M2和M3、M4，并且晶体管开关M1、M2和M3、M4的漏极与负载电阻器R3和R4连接。通过向转换晶体管开关M1、M2和M3、M4的栅极提供互补的混合信号1P和1N，也就是说，1P＝-(1N)，得到一个差分输出信号。选择负载电阻器R1和R2合适的阻值，以向混频器晶体管提供最佳的偏置状态。
在题目为“对高线性Gilbert I Q双混频器的改进”的加拿大专利申请No.2,375,438中，已经给出了与合适的有源混频器72有关的其它细节。还可以使用现有技术中已知的其它有源混频器设计，或者对上述的使用进行变化。
电流源区224向增益区222提供数量可变的偏流，通过电流源区224，增益区222的工作状况以及受工作状况决定的性能是可变的。电流源区224向增益区222提供电流，所以并不完全从混频器区230吸入电流。
经由混频器区230的减少到增益区222的电流组分产生一个减小的噪声，作为增益区222中RF放大器晶体管的输入，并且产生更小的噪音，使得整体性能获得改进。同时，流经增益区222的RF放大器晶体管的全部电流可以保持在足以确保在所需的增益和线性下进行操作的电平上。
布置电流源Ia和Ib，以提供RF放大器晶体管M5和M6所需的电流，因此有源混频器开关M1、M2和M3、M4只需要提供增益区222所需的小部分电流。这就提高了整体的噪音性能。
通过在输入放大器和有源混频器开关M1、M2和M3、M4之间的电流加入，有源混频器72的线性也获得了改进。这是因为流过输入放大器(增益区222)的电流实质上不受流经有源混频器开关M1、M2和M3、M4的电流的约束。
有源混频器72中开关晶体管M1、M2和M3、M4的输出接着通过一对高通滤波器74，其中该对高通滤波器中的每个滤波器包括电容C1和C2和R5到R8的两个电阻器。在跨越正和负电压源(VDD为正和VSS为负)的分压配置中使用电阻器不仅用于消耗高通滤波器的电容，还为下一个混合级设置共态电压。
还有，注意到该对高通滤波器74的截止频率可以为非常低(取决于应用和所需信号，可以相对地低于载频也可以接近DC)。结果，可以认为它完全以分压的方式而工作。还有，该对高通滤波器74也可以以其它的方式而起作用，例如，以“有源电阻器”网络的形式。
然后，该对高通滤波器74的输出分别传送给差分无源混频器76的各个半输入，差分无源混频器76的其它输入为混合信号2P和2N，2P和2N和在有源混频器72中使用的1P和1N相对应。在图4中，无源混频器74包括一种包括4个电阻器M7、M8、M9和M10的已知设计。还可以使用其它的结构。
如果正在使用VLO混合信号，第二混合级完成对本机振荡器混合和将输入x(t)+和x(t)-信号转化到期望输出信号1N2Nx(t)-和1P2Px(t)+的模拟。如果使用该电路将信号解调到基带，正如同无线电接收机的情况一样，可能期望该电路通过低通滤波器来传送无源混频器76的输出，以去除任意显著的带外信号。
该设计的另一个进一步优点在于使用简单的电阻元件(R1和R2)来稳定有源混频器72的偏压，这有助于为无源混频器76选择最佳性能参数。
有源混频器的线性取决于晶体管的偏压。在有源混频器中至少有两个非线性来源RF放大器晶体管的非线性和开关晶体管的非线性。必须通过模拟或者其它技术来找到最佳偏置。因此，选择和固定了最佳线性设计所需要的、施加到有源混频器开关的每个漏极的偏压。
图7为实施本发明的电流源70的示范性电路。通过并行排列由电子开关控制的晶体管来实施这两个电流源。例如，Ia电流最低的电平和通过晶体管Ma提供的电流相等。通过使用开关Sb至Sx来操作与晶体管Ma并联连接的晶体管Mb至Mx，可以增加这个电流电平。通过ΔI电流，可以选择驱动这些开关Sb…Sx。虽然这个通道只示出了三个晶体管，显然还可以使用更多的晶体管。
同样，Ib信道包括一个对应的晶体管阵列M’b至M’x，该晶体管阵列与晶体管M’a串联。由流经晶体管M’a的电流确定的Ib信道的电流电平最小，但是可以通过使用开关S’b至S’x来增加该电流(与Ia信道一样，受ΔI电流的驱动)。
电路70还包括一个常规模式的反馈电路(CMFB)，将有源混频器72的输出x’和y’作为其输入信号。CMFB电路接受信号对并确定两个输入的常规模式电平，以确保该输出信号x’和y’具有固定的常规模式电压。
应该指出，可采用任何本领域已知的CMFB电路，例如以下电路1、开关电容器设计；2、微分差分放大器(DDA)设计；3、电阻平均电路；或4、其它设计。
确定微调电流ΔI的示范性方法图8示出了确定和应用微调电流(ΔI)值的方法流程图。正如前面所提到的，目的是确定流入有源混频器72的两个互补的电流值Ia＝I+ΔI和Ib＝I-ΔI。可以利用数字或/和模拟方法来控制ΔI值，而且由于大的单个音调输入，可以利用ΔI值在输出处降低DC项。在优选实施例中，根据以下来确定ΔI值首先，在步骤90，频率为f1和f2的双音调信号加入到电路的跨导单元52的输出x(t)。每经过步骤92，在电路的BB输出处测量IM2音调(也就是在频率f1-f2处的音调)。
在步骤94，通过调节ΔI，使得IM2的功率电平最小化，并且在步骤92持续地测量IM2的变化。一旦确定IM2的最小值后，控制过程前进到步骤94。在步骤96，产生IM2最小值的ΔI的值以任何公知的方法存储在芯片中。
在步骤98，在电路的常规操作过程中使用用于ΔI的最佳值。如果AM调制的RF音调加入到晶体管的输入，在基带的AM检测信号的数量作为ΔI的函数而最小化。
对于任何芯片，由于确定ΔI的值的制造因数在芯片的寿命中并不显著地改变，因此通常只需要确定一次ΔI的最优值。因此，可以在提供芯片之前的工厂中执行该过程。
图9是显示二阶调制噪声(IM2噪声)如何最小化的曲线图。图中的x轴表示输入到电流源的微调电流ΔI的程度，y轴表示在f1-f2处输出的IM2失真的相应程度。本发明的电路所产生的IM2失真沿着类似图9中的曲线而随着输入到电流源的ΔI而变化，该曲线对于一些ΔI的程度有最低点。任务为简单地确定产生最低IM2失真的ΔI的程度。
可以使用双极技术、CMOS技术、BiCMOS技术、或者其它半导体技术来实施本发明。图10是BiCMOS实施120的电路图，BiCMOS实施120可以与图4的CMOS实施相比较。
BiCMOS实施和CMOS实施之间的主要差别有1、使用晶体管Q1至Q6来实施有源混频器72。
2、有源混频器72需要有消耗电流Is。
3、使用晶体管M1至M4来实施无源混频器；和4、正在调制的信号1P-、1N-、2P-、2N-的方向改变，以如所需而适应晶体管的极性。
还可以利用其它的制造技术来实施本发明，这些制造技术包括但是不局限于硅/锗(SiGe)、锗、砷化镓(GaAs)和蓝宝石硅(SOS)。
本发明的优点与现有技术中公知的其它下变频相比，本发明提供了许多优点。首先，本发明提供了1、最小的1/f噪音；2、最小的成像问题；3、泄漏到RF输出带的本机振荡器(LO)信号最小；4、不再需要超外差电路所必需的第二LO和各种滤波器(通常为外部滤波器)；和5、由于可以很容易地将不需要的部件放置在集成电路上，所以提供了更高的集成性。例如，可以不需要大电容或复杂的滤波器。
高度的集成性可以减少IC(集成电路)插脚的数量、降低信号的功率损失、减少IC功率需求、改进SNR(信噪比)、改进NF(噪声因子)和降低制造成本以及复杂性。
本发明的设计还使得制造价廉的多标准/多频率通讯发射机和接收机成为现实。
当将本发明应用于单芯片设计时，本发明的优点将非常明显。本发明消除了互接半导体集成电路器件所需的额外成本，减少了这些半导体集成电路器件所需的物理空间和降低了总的功率消耗。自从集成电路出现以来，集成度的增加一直促进着成本更低、容量更大、可靠性更高和功率消耗更低的消费电子器件。本发明还使得通信设备能够和其它消费电子产品一样从中受益。
选项和可供选择的办法可以对本发明的布局进行许多的变化，这些变化包括1、可以在多带/多标准应用中实施本发明。在根据2005年12月7日 申请日期2003年10月15日 优先权日2002年10月15日
发明者塔基德·曼库 申请人:塞瑞费克无线公司