专利名称：输出功率检测电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于检测功率放大器的输出功率的功率检测电路。
背景技术：
功率放大器经常使用在高频RF放大器中，例如在无线通信装置中使用的那些高频RF放大器，以及在音频放大器和其它应用中使用的那些高频RF放大器。在这些放大器中，特别是在RF放大器中，期望提供输出级处的功率的指示。
这通常是利用三种技术中的一种来实现的。首先，定向耦合器和分压器可以设置在功率放大器的输出处，以感测施加到负载的信号的一部分，以及然后使用该采样信号来指示负载的功率。第二种技术根据平均功率的检测，通过使用电流镜晶体管，来产生功率放大器中的电流的采样，以及第三种技术根据RF功率的检测而使用电流镜晶体管。
但是，定向耦合器体积大并且有损耗，以及根据US5,659,253，峰值二极管检测器需要参考二极管或者开关电容技术，以补偿DC偏移。此外，限制了二极管检测器的动态范围，并且用于利用压缩的动态范围扩展的现有技术是基于对数放大器的，它使得电路更加复杂并且需要更高的电流消耗，特别对于移动应用而言，这并非所希望的。
根据第二种技术的功率检测，例如利用用于平均功率检测的电流镜晶体管的功率检测，是适合于使用在GSM移动电话中的高效AB类放大器，而不再适合于使用在基于EDGE或W-CDMA的移动电话中的线性A类放大器或者高度偏置A/B类放大器。
US6,448,855描述了一种基于RF检测的配置，它适合于A类放大器但要求P型器件，例如PMOS，这在基于GaAs的RF技术中不是总可以获得的。特定的放大器也可使用平均检测，并且引起检测器电路中的信号扩展的平方律器件没有DC消除。这些所造成的缺陷在于减少了灵敏度和动态范围。
而且，利用用于平均功率的电流镜晶体管进行的功率检测不适合于A类或高度偏置的AB类放大器，这主要是因为两个缺点。灵敏度取决于偏置电平，例如，偏置电平越高，灵敏度越小，以及进一步，在较低功率水平处的精度取决于偏置电流的精度。
这样，需要用于具有较高灵敏度以及相对较低的检测信号绝对值的A-AB类功率放大器的功率检测器方案。
例如，基于GSM或者EDGE的移动电话需要在宽动态范围上的精确功率控制。在US6,545,539中，描述了传统的具有基于电流镜的功率检测电路的功率控制电路。将由检测电流表示的输出功率与从基带信号得到的参考电流相比较。将放大和积分的误差信号馈送到级联可变增益放大器级，以精确地设置输出功率。但是，为了改善功率控制的性能，希望在宽动态范围上改进它的灵敏度。
发明内容
因此，本发明的一个目的在于提供一种改进的检测电路，用于在宽动态范围内利用增加的灵敏度来检测功率放大器的输出功率。
该目的是通过根据权利要求1的用于检测功率放大器的输出功率的检测电路来实现的。
因此，用于检测功率放大器的输出功率的检测电路包括第一电流镜晶体管T11，其具有基极和集电极，其中基极连接到功率晶体管T10；RF检测装置RF-det，用于检测流经电流镜晶体管T11的RF电流。所述RF检测装置RF-det连接到所述第一电流镜晶体管T11的集电极。所述检测电路还包括偏置装置bias-RF-det，用于偏置所述RF检测装置RF-det，其中，所述偏置装置连接到所述第一电流镜T11的所述集电极和所述RF检测装置RF-det。
在从属权利要求中，描述了本发明的其它方面。
参考以下所述的实施例，本发明的这些和其它方面将显而易见并且清楚。
图1显示了基于电流镜晶体管的功率检测电路；图2显示了电流镜晶体管T2的集电极电压VMT的波形和谐波分量的检查结果；图3显示了基于AC耦合检测的功率检测电路；图4显示了在时域中具有Vbe偏移的检测电压VMT_det和AC耦合电压VMT-ac；图5显示了具有DC偏移消除的检测电压VMT_det与输出功率之间关系的视图；图6显示了根据本发明第一实施例的基于负峰值的DC耦合检测的功率检测电路；图7显示了在时域中电压VMT的形状以及具有Vbe偏移的检测电压VMT_det的形状；图8显示了具有DC偏移消除的检测电压与输出功率之间关系的视图；图9显示了根据本发明第二实施例的功率检测电路；图10显示了在时域中的根据第二实施例的电压VMT的形状以及具有Vbe偏移的检测电压VMT_det的形状；图11显示了根据第二实施例的具有DC偏移消除的检测电压与输出功率之间关系的视图；图12显示了根据第三实施例的另一个功率检测电路；图13显示了具有基于电流镜的功率检测器的功率控制电路的示意性方框图；图14显示了经由具有基于电流镜的功率检测器的基带的可替换功率控制原理；图15显示了根据本发明第四实施例的具有功率控制环的功率放大器的基本示意图；图16显示了根据本发明第五实施例的具有功率控制环的功率放大器的基本示意图；
图17显示了根据第六实施例的检测电路的示意性方框图；图18显示了根据第七实施例的检测电路的示意性方框图；图19更详细地显示了图18的检测器；图20显示了根据第八实施例的检测器的电路图；图21显示了作为两个平方根电路的级联而实现的图16的压缩电路CC；图22显示了形成立方根功能的图17的电路的一个可替换实施方式；图23显示了一个接口电路，它用于执行从平方根信号压缩电路之后的图12的电路中的电流Idet和电路Idet-dummy的DC消除；图24显示了电流Isum、Ioffset和ΔIdet与输出功率关系的仿真结果；图25显示了电路Isum和ΔIdet与输出功率之间关系的结果；以及图26显示了图17到21的电路的闭环条件的差别。
具体实施例方式
图1显示了基于电流镜晶体管的功率检测电路。该检测电路包括分别具有面积A1和A2的电流镜晶体管T1和T2，其中，晶体管T1表示功率晶体管，以及电流镜晶体管T2用于检测在T1中流过的电流。晶体管T2的基极经由电阻Rb2耦合到偏压Vbias以及经由电容Cb2耦合到RF输入RFin。类似地，晶体管T1的基极经由电阻Rb1耦合到偏压Vbias以及经由电容Cb1耦合到RF输入RFin。因此，经由电阻Rb1和Rb2实现DC路径，以及经由电容Cb1和Cb2实现RF路径。负载Zload经由输出匹配电路OM耦合到晶体管T1。电流镜晶体管T2的集电极提供检测电压VMT。
但是，如图1所示的用于平均功率的具有电流镜晶体管的功率检测不适合于A类或者高度偏置的AB类放大器。它具有两个缺点，即灵敏度取决于偏置电平，这就是说，偏置电平越高，灵敏度越低。另外，在较低功率电平处的精度取决于偏置电流的精度。
图2显示了电流镜晶体管T2的集电极电压VMT的波形和谐波分量的检查结果。可以看到，第二和第三谐波(2.Har.和3.Har.)分量比基波分量低。因此，可以假设，该电压表示了基本输出功率的良好指示。
检测电压VMT对应于VMT=VSUP-IC2_DCRMT-IC2_PEAKRMT=VSUP-IC1_DCNRMT-IC1_PEAKNRMT,]]>其中IC1_DC、IC2_DC表示功率晶体管T1和相应的电流镜晶体管T的偏置电流。
IC1_PEAK、IC2_PEAK表示功率晶体管T1和相应的电流镜晶体管T的峰值电流。
N=A1A2]]>表示功率晶体管发射极面积A1和电流镜晶体管发射极面积A2的比率。因而，电压VMT取决于功率晶体管T1的峰值电流。
检测器性能的重要方面是根据输出功率变化的温度和检测电压的电源电压稳定性。可以示出，电压VMT的峰值检测的使用是输出功率良好和精确的指示。
可以按照两种方式执行功率检测，即正峰值的AC耦合检测或者负峰值的DC耦合检测。
图3显示了基于AC耦合检测的功率检测电路。该检测电路是基于根据图1的检测电路的。具有晶体管T1和T2的电流镜以及经由电容Cb1和Cb2的AC路径和经由RB1和RB2的DC路径的耦合对应于图1的电路。唯一的不同在于检测器电路100和用于将晶体管T2的集电极和检测器电路100耦合的电容CVMT。检测器电路100包括一个晶体管，并且提供电压VMT_det，其中该晶体管的集电极耦合到电源电压Vsupply以及发射极经由电阻和电容接地。但是，该检测的主要缺点在于与电流镜晶体管的集电极处的RF电压(VMT)相比，AC解耦电压(VMT_ac)具有强失真。AC耦合电压的强失真降低了检测信号和输出功率之间的比率。
从图4和5中可以清楚地看到另一个负面影响，即AC耦合信号的动态范围中的损失。图4显示了在时域中具有Vbe偏移的检测电压VMT_det和AC耦合电压VMT-ac。Vbc偏移是由于检测器10中的晶体管的基极和集电极之间的电压引起的。图5显示了具有DC偏移消除的检测电压VMT_det与输出功率之间关系的视图。图5中的曲线A表示电压VMT，以及曲线B表示检测电压与偏移电压之差。但是，在这两个曲线之间的动态范围中存在损失。同样的效果与AC耦合信号的负检测相关。因此，显而易见的是，AC耦合信号的正检测或者负检测不是最佳选择。
图6显示了根据本发明第一实施例的基于负峰值的DC耦合检测的功率检测电路。该检测电路基于根据图1的检测电路。具有晶体管T1和T2的电流镜以及经由电容Cb1和Cb2的AC路径和经由Rb1和Rb2的DC路径的耦合对应于图1的电路。唯一的不同在于包括晶体管的检测器电路100，其中该晶体管的基极和集电极耦合在一起，使得实现二极管连接的晶体管D1。该晶体管的基极/集电极经由电阻RLD1耦合到电源电压Vsupply和经由电容接地，以及提供检测电压VMT_det。
图7显示了在时域中电压VMT的形状以及具有Vbe偏移的检测电压VMT_det的形状。图8显示了具有DC偏移消除的检测电压与输出功率之间的关系。曲线A1表示电压VMT，以及曲线B1表示具有DC偏移消除的检测电压。正如可以看到的，由于二极管阈值Vbe，也就是基极和发射极之间的电压，所以仅仅可以检测从20dBm开始的输出功率，即其中输入RF峰值是低于电源电压Vsupply的值Vbe。因此，该检测器导致了较低的灵敏度。
图9显示了根据本发明第二实施例的功率检测电路。该检测器显示了改进的偏置并且因而增加灵敏度。第二实施例的功率检测电路是基于图6的检测电路的。附加的二极管连接晶体管D2并入到预先偏置的检测器D1。RF路径RMT和DC路径(经由D2)通过电容CRF_DC解耦。另外，第二二极管连接晶体管D3经由电阻RLD2连接到电源电压Vsupply，以及连接到二极管连接晶体管D1的发射极。晶体管D1的基极提供电压VMT_det以及晶体管D3的基极提供电压VMT_det_dummy。
图10显示了在时域中的根据第二实施例的电压VMT的形状以及具有Vbe偏移的检测电压VMT_det的形状。图11显示了根据第二实施例的具有DC偏移消除的检测电压与输出功率之间的关系。因为与图7中的偏移相比，减少了电压VMT和具有偏移的检测电压VMT_det的曲线之间的偏移，所以如图14所示，对于较低功率电平，显著地增加了灵敏度，例如，可以检测到从大约-15dBm开始的输出功率。
图12显示了根据第三实施例的另一个功率检测电路。该检测电路是基于根据图9的检测电路的，具有附加的DC消除。晶体管T2a对应于图12中的晶体管T2。增加了在集电极处具有与T2a相同结构的额外的伪晶体管T2b，其仅仅具有一个用于偏置的DC路径。二极管连接晶体管D1a(D1b)被转化为具有比率N的电流镜，以便如根据图12的检测电路一样具有电流输出，而不是电压输出。检测器100a的电流镜晶体管的集电极提供检测电流Idet，并且检测器100b的电流镜的集电极提供检测电流Idet_dummy。在Si以及GaAs技术中，由于仅仅使用NPN，所以这些检测器可以与RF功率晶体管一起实现。
现在，我们可以写出ΔIdet=Idet-Idet_dummy=Iq+VdetRLD1N-Iq=A2A1RMTRLD1NIC1,]]>其中，Iq是静态电流。因而，实现了功率晶体管T1的RF集电极电流的精确复制。
综上所述，呈现了一种多技术功率检测器的新方案。考虑了两种不同的原理，即AC和DC耦合峰值检测。显示了DC耦合检测是优选的，因为它不影响RF电压。可以使用仅仅NPN型器件来实现DC耦合功率检测器，这允许它在具有HBT输出级+BiCMOS MMIC的多技术功率放大器中使用。
当根据本发明实施例的检测器电路与根据US6,545,539的平均电流检测器(电流镜)相比时，根据本发明的方案的灵敏度不取决于静态电流。在同一硅片上实现了DC跟踪，并且在MMIC(NPN-PNP处理)中执行DC消除和平方根功能。与US6,448,855中描述的平方率功能相比，具有平方根功能的峰值检测明显地增加了低输出功率电平的灵敏度，并且减少了高输出功率电平的偏差。温度和Vsupply偏差没有严重地降低其性能。
以上部分(也就是，图1到12)针对于功率放大器的输出功率的检测，而以下部分与功率放大器的输出功率的精确控制有关。
图13显示了具有基于电流镜的功率检测器的功率控制电路的示意性方框图。在US6,545,539中描述了这种功率控制电路。功率控制电路包括功率放大器PA，具有输入Pin和输出Pout。功率放大器PA包括功率检测电路，具有输出Idet，也就是，由Idet表示的输出功率。将Idet与参考电流Idac进行比较，其中Idac是利用电压-电流转换器V/I由基带信号Vdac得到。将放大和积分的误差信号Vcontrol馈送到级联可变增益放大器级，以精确地设置输出功率。
图14显示了经由具有基于电流镜的功率检测器的基带的可替换功率控制原理。该原理更适合于(线性)固定增益功率放大器。它使用基于类似电流镜的功率检测器，如图22所示的功率放大器。将检测电流Idet转换成电压，该电压被馈送到D-A转换器，该D-A转换器是基带控制器的一部分。控制器部分地利用软件来设置I/Q基带信号路径的增益和/或在(固定增益)功率放大器之前的RF-混频器/放大器级的增益。
图13和14中的功率放大器PA可以包括根据图1、3或6的检测电路。
图15显示了根据本发明第四实施例的具有功率控制环的功率放大器的基本示意图。该功率控制电路是基于根据图13的电路的。另外，偏移补偿电路OCC和压缩电路CC被包括在功率控制环中。这两个电路形成了接口电路，当以GaAs处理来实现功率放大器时，可以以硅BiCMOS处理来实现该接口电路。偏移补偿电路OCC可以体现为DC消除电路，以及压缩电路CC可以体现为平方根功能电路。
图16显示了根据本发明第五实施例的具有功率控制环的功率放大器的基本示意图。该功率控制电路是基于根据图14的电路的，也就是，经由基带的功率控制。另外，偏移补偿电路OCC和压缩电压CC被包括在功率控制环中。
可以基于根据图1、3、4、6、9和12的检测电路来实现根据图15和16的功率放大器，但是优选地根据图9和12的检测电路。
图17显示了根据第六实施例的检测电路的示意性方框图。该电路是基于电流镜T10、T11的，其中T11的集电极电流类似于功率晶体管T10的集电极电流。电流镜晶体管T11负载包括DC检测器DC-det、RF检测器RF-det和用于偏置RF检测器RF-det的电路RF-det-bais。DC检测器DC-det和RF检测器RF-det连接到偏移补偿电路OC，该偏移补偿电路OC将Udet作为输出递送，其中Udet与功率放大器的输出功率成正比。
图18显示了根据第七实施例的检测电路的示意性方框图。该检测电路是基于根据图17的检测电路的并且包括第二电流镜晶体管T12。晶体管T11的集电极电流类似于功率晶体管T10的集电极电流。另一个电流镜晶体管T12连接到DC检测器DC-det并且其DC偏置电流类似于功率晶体管T10的DC偏置电流。DC检测器DC-det与RF检测器RF-det完全RF分离，以提供独立最优化两者的更多的电路设计自由度。通过在同一芯片上实现它们，来保证匹配。可以利用扼流圈以及利用(基极镇流)电阻来实现DC检测器的RF隔离。偏移补偿电路OC连接到DC检测器DC-det和RF检测器RF-det，并且将检测电压Udet作为输出递送。
图19更详细地显示了图18的检测器。DC检测器DC-det和RF检测器RF-det分别递送输出电流Idc和Idet。DC检测器DC-det包括晶体管T15，其发射极耦合到电流镜晶体管T12的集电极，其基极经由电阻R3耦合到电源电压。二极管D3耦合在晶体管T15的基极和发射极之间。而且，二极管D4和电阻R4串联耦合在电源电压和电流镜晶体管T12的集电极之间。晶体管T15的集电极耦合到偏移补偿电路OC。
RF检测器RF-det包括晶体管T16，其集电极耦合到偏移补偿电路OC，其发射极耦合到电流镜晶体管T11的集电极。晶体管T16的基极经由电阻R1耦合到电源电压。二极管检测器D1耦合在晶体管T16的基极和发射极之间。晶体管T16的基极提供电压Udet，并且进一步经由检测器滤波电容C1接地。
偏置RF检测器bias-RF-det包括二极管D2和电阻R2，分别串联耦合在电源电压和晶体管T11的集电极之间。二极管D2和电阻R2之间的连接点经由电容C2耦合接地。
偏移补偿电路OC包括四个晶体管T17、T18、T19和T20。晶体管T17和T18以及晶体管T19和T20分别构成了两个电流镜。晶体管T17和T19的基极和集电极分别相互耦合。晶体管T17的集电极耦合到DC检测器中的晶体管T15的集电极，晶体管T18的集电极耦合到RF检测器中的晶体管T16的集电极。晶体管T20的集电极提供电流delta_Idet。
流过电流镜晶体管T11的RF电流由RF检测器(也就是D1、C1和R1)检测，RF检测器通过RF检测器偏置电路bias-RF-det(也就是D2、R2和C2)预先偏置。由于电路拓扑结构的对称性，DC偏置在处理扩展上利用RF检测器精确地跟踪温度等等。DC检测器DC-det具有与RF检测器RF-det和偏置电路bias-RF-det相同的拓扑结构，以便提供良好匹配的DC偏移值。利用通常在硅实现中使用的扼流圈且不具有基极镇流电阻来提供DC部分和RF部分的RF隔离。
图20显示了根据第八实施例的检测器的电路图。该检测器是基于根据图19的检测器的。偏移补偿电路OC、DC检测器DC-det、RF检测器RF-det和偏置电路bias-RF-det的实现方式对应于图19的实现方式。但是，根据图31的检测器是基于利用分布式DC反馈和RF反馈的基极整流电阻RB1、RB2和RB3的，如同常在GaAs功率放大器中所使用的那样。基极电阻RB提供电流镜晶体管T12的RF隔离，其中DC检测器DC-det耦合到电流镜晶体管T12的集电极。
综上所述，每个检测器被示出具有两个输出，电压输出和电流输出。根据本发明的实施例，电流输出被馈送到偏移补偿电路。没有使用电压输出，但是可替换地将电压输出馈送到运算放大器，例如偏移减法电路。
图21显示了作为平方根电路而实现的图15和16的压缩电路CC。具体而言，在图21中示出了两个级联的平方根电路。平方根功能提供信号压缩。必须注意的是在可替换实施方式中，可以级联多个平方根电路，以进一步增加功率控制环PCL的动态范围。
图22显示了基于图21的电路的图15和16的压缩电路的可替换实施方式。另外，两个二极管连接晶体管被并入图21的电路中。该电路是实现立方根功能的立方根电路，用于提供比平方根功能更好的压缩。
其电流等于Icube=delta_Idet*Ioffset23]]>图23显示了一个接口电路，它用于执行来自图12的检测电路中的电流Idet和Idet-dummy的DC消除，并且实现平方根功能，以增加检测电流的灵敏度。该电路可以在MMIC中构造。该电路的功能可以描述如下通过PNP型晶体管Q1-Q4(缩放比例1∶1(Q1-Q2和Q3-Q4))，也就是消除电路CC，来消除经过整流的电流Idet和伪DC电流Idet_dummy。因此，输出电流ΔIdet是功率晶体管集电极电流Ic1的精确复制，并且与静态电流无关。
另外，通过包括Q5-Q8并且实现以下函数的平方根电路SRC来增加对于低输出功率电平的灵敏度Isqrt=ΔIdetIoffsetIs8Is7Is5Is6]]>其中IS5、IS6、IS7和IS8表示Q5-Q8的饱和电流。
将它们的面积选择相等，使得Isqrt=ΔIdetIoffset]]>利用级联连接的Q9-Q12和Q13-Q14的另一镜像，输出电流的结果为Isum=MIsqrt=MΔIdetIoffset=MIoffsetA2A1RMTRLD1NIC1]]>在图17中示出了电流Isum、Ioffset和ΔIdet与输出功率之间关系的仿真结果。电流ΔIdet对应于在应用平方根功能之前的检测结果，以及Isum对应于在应用平方根功能之后的结果。
以上所述，检测器性能中非常重要的方面是灵敏度。图18显示了电流Isum和ΔIdet与输出功率之间关系的结果。因而，平方根功能极大地改进了低功率电平的检测电流的灵敏度 即(Isum-Diff_Isum)与(DeltaI-Diff_DeltaI)的关系。
图26显示了图17到21的电路的闭环条件的差别。曲线AA对应于根据现有技术的功率控制环的输出功率/电压关系。曲线BB表示具有如图15和16所示的压缩电路的功率控制环的相同关系。曲线CC表示具有如图15和16所示的压缩电路和偏移消除电路的功率控制环的相同关系。因而，改善了具有压缩电路和偏移消除电路的电路的灵敏度。
本原理另一个优势特征是与平均电流检测(IMT_dc)相比，由于高功率电平处的Vsupply变化而造成的较少的偏差。也利用平方根特性来再次解释这种效果，即低输出功率的较高斜率和高输出功率的饱和效应。
结合平方根电路的DC消除改进了输出功率的斜率和偏差DC消除消除了功率检测器的不精确性，以及改善了在低功率电平处的灵敏度。平方根电路进一步改进了低功率电平处的灵敏度，以及利用了高电平处的“饱和效应”(类似于利用对数放大器的电压域中的情况)，但是使用了较少的晶体管并且更容易实现级联。该结合允许为功率控制环安全选择增益和BW，以避免振荡(在失配的情况下)。
应当注意的是功率放大器电路可以在各种应用中使用，例如在无线通信和互联网连接这样的领域中的音频放大或者RF放大。
进一步应当注意的是上述实施例描述而并非限定本发明，本领域技术人员应当能够设计许多可替换实施例而不会偏离所附权利要求的范围。在权利要求中，在括号中放置的任何标记不应当被解释为对权利要求的限制。单词“包括”不排除未列在权利要求中的元件或步骤的存在。在每个元素之前的单词“a”或“an”不排除多个这种元素的存在。在列举多个装置的装置权利要求中，可以通过一个和相同的硬件项来体现这些装置中的多个。在相互不同的从属权利要求中描述特定措施的事实不表示这些措施的结合不能被使用来产生优势。
另外，在权利要求中的参考标记不应当被解释为对权利要求范围的限定。
权利要求
1.一种用于检测功率放大器的输出功率的检测电路，包括-第一电流镜晶体管(T11)，其具有基极和集电极，该第一电流镜晶体管的基极可连接到功率晶体管(T10)；-RF检测装置(RF-det)，用于检测流过所述电流镜晶体管(T11)的RF电流，其中，所述RF检测装置(RF-det)连接到所述第一电流镜晶体管(T11)的集电极；以及-偏压装置(bias-RF-det)，用于向所述RF检测装置(RF-det)施加偏压，其中，所述偏压装置连接到所述第一电流镜晶体管(T11)的所述集电极和所述RF检测装置(RF-det)。
2.根据权利要求1的检测电路，还包括DC检测器(DC-det)，用于检测流过所述第一电流镜晶体管(T11)的电流的DC分量，其中，所述DC检测器(DC-det)连接到所述第一电流镜晶体管(T11)的所述集电极。
3.根据权利要求1的检测电路，还包括-第二电流镜晶体管(T12)，其基极可连接到功率晶体管(T10)，以及-DC检测器(DC-det)，用于检测流过所述第二电流镜晶体管(T12)的电流的DC分量，其中，所述DC检测器(DC-det)连接到所述第二电流镜晶体管(T11)的所述集电极。
4.根据权利要求3的检测电路，还包括连接在所述第一和第二电流镜晶体管(T11、T12)之间的RF隔离装置(L)。
5.根据权利要求3或4的检测电路，其中，在同一芯片上实现所述检测电路。
全文摘要
一种用于检测功率放大器的输出功率的检测电路，该检测电路包括第一电流镜晶体管(T11)，具有基极和集电极，该第一电流镜晶体管的基极可连接到功率晶体管(T10)；RF检测装置(RF－det)，用于检测流过该电流镜晶体管(T11)的RF电流。所述RF检测装置(RF－det)连接到所述第一电流镜晶体管(T11)的该集电极。所述检测电路还包括偏压装置(bias－RF－det)，用于向所述RF检测装置(RF－det)施加偏压，其中，所述偏压装置连接到所述第一电流镜晶体管(T11)的所述集电极和所述RF检测装置(RF－det)。
文档编号H03F3/343GK1806386SQ200480016910
公开日2006年7月19日 申请日期2004年6月15日 优先权日2003年6月18日
发明者德米特里·P·普里霍季科, 阿德里安努斯·范贝佐吉恩, 克里斯托夫·尚洛, 约翰·J·胡克, 罗纳德·科斯特 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司