专利名称：用于分音圈换能器或扬声器的功率放大器和方法
技术领域：
本发明一般地涉及音频功率放大器。具体地说，本发明涉及用于分音圈换能器或扬声器的音频功率放大器。
背景技术：
由于正在工作的扬声器的纸盆是双向运动的，扬声器音圈产生的力必须具有交变的特性。这在常规的扬声器内是通过将提供交变或双向电流的放大器接到单线圈扬声器的音圈上来实现的。
功率放大器用诸如电子管或晶体管之类的功率器件组成。这些器件根据所施加的输入信号控制从电源流到放大器输出端的电流量。电子管或晶体管可以调制电流强度，但不能改变极性。一个原因是电子管或晶体管接到极性不变的电源上。第二个原因是由于电子管或双极型晶体管只能在一个方向上传导电流。这就是为什么要用两个这样的功率器件来构成一个放大器。一个功率器件接在正电源与放大器输出端之间，而另一个功率器件接在负电源与放大器输出端之间。放大器输出端起着来自两个器件的信号交会的减法节点的作用。
如果将各功率器件以同样的方式接到电路接地点上，尤其是如果它们的阴极、发射极或源极接到电路接地点上，对这些功率器件的控制就得到简化。在这种情况下，只能使用一个正的或负的电源，因此不能得到交变的电流(除非使用功率音频变换器，该变换器是不经济的，而且在频率很低或DC时不工作)。如果用这种配置来构成没有功率音频变换器的功率放大器，就必须提供某种其他机制以在扬声器内提供交变力。
分音圈扬声器就提供了这样一种在扬声器内提供交变力的机制。两个线圈一同起着减法器件的作用。也就是说，将力相减而不是将电流相减，对于扬声器工作来说效果是相同的。在这种扬声器内，每个线圈都设置在由磁铁建立的磁场内，并通以电流。每个导电的线圈于是受到由磁铁磁场和线圈电流产生的力。该力用来推动扬声器纸盆以产生声音。
美国专利No.2,959,640(Schultz)和美国专利No.4,130,725(Nagel)揭示了一些配有B类放大器的分音圈换能器。B类推挽或其他放大器通过在一个时刻将电流传送给一个线圈而使电流在这些线圈之间交变。也就是说，在电流被提供给一个线圈时，就没有电流被提供给另一个线圈。然而，由于下面要说明的原因，这会降低效率，并增加换能器或扬声器中的热耗散。可以通过增大换能器内的磁通密度来减小热耗散，但这是不经济的，因为这需要大得多的磁铁。
对于双绕扬声器系统来说非常重要的是要有能高效率传递高功率的功率放大器，因为效率低会削弱冷却，或者由于需要有大的散热器而增大成本。因此，希望有一种用于分音圈换能器的高效率的功率放大器。
发明内容
按照本发明的第一方面，提供了一种用于接到扬声器的分音圈上的开关功率放大器。分音圈具有处在磁场内的第一线圈和第二线圈，第一线圈和第二线圈被接线成可以向一个线圈提供电流而不向另一个线圈提供电流。该功率放大器包括向第一线圈提供第一音频电流的第一支路；向第二线圈提供与第一音频电流不同的第二音频电流的第二支路；以及在第一支路与第二支路之间传递能量以使得第一音频电流和第二音频电流都建设性地有助于提供给音圈的力的变压器。
按照本发明的第二方面，提供了一种向具有处在磁场内的第一线圈和第二线圈的分音圈扬声器提供包括第一音频电流和第二音频电流的音频电流的方法。第一线圈和第二线圈被接线成可以向一个线圈提供电流而不向另一个线圈提供电流。这种方法包括下列步骤将第一音频电流提供给与第一线圈连接的第一支路；将与第一音频电流不同的第二音频电流提供给与第二线圈连接的第二支路；以及将第一线圈内的第一音频电流和第二线圈内的第二音频电流定向成使得第一音频电流和第二音频电流都建设性地有助于提供给音圈的力。
按照本发明的第三方面，提供了一种包括分音圈和功率放大器的扬声器，分音圈具有处在磁场内的第一线圈和第二线圈，第一线圈和第二线圈被接线成可以向一个线圈提供电流而不向另一个线圈提供电流。功率放大器包括向第一线圈提供第一音频电流的第一支路；向第二线圈提供与第一音频电流不同的第二音频电流的第二支路；以及在第一支路与第二支路之间传递能量以使得第一音频电流和第二音频电流都建设性地有助于提供给音圈的力的变压器。
下面将结合以下附图对优选实施例进行详细说明，在这些附图中图1为例示具有分音圈的扬声器的示意图，其中示出了所施加的电压和电流的极性；图2为例示在不同条件下图1的分音圈内耗散的总功率的比例的曲线图；图3a为按照现有技术设计的全桥D类功率放大器的示意图；图3b为按照现有技术设计的半桥D类功率放大器的示意图；图4为例示按照本发明设计的功率放大器的简化示意图；图5为示出图4的放大器内的功率晶体管电流随时间变化的示图；图6为示出提供给音圈的规格化电流与调制系数α之间的关系的曲线图；图7为示出所耗散的功率随调制系数α相对增加的曲线图；图8为例示按照本发明的另一个实施例设计的功率放大器的工作原理图；图9为示出每个功率晶体管的导通时间随调制系数α变化的曲线图；图10为示出对于偏置电流的用规格化值αb表示的两个不同的值、功率晶体管之间的开关频率随调制系数α变化的曲线图；图11为示出占空度与调制系数α之间的关系的曲线图；图12为例示极性和功率晶体管门限电流与调制系数α之间的关系的示图；图13为示出功率晶体管漏极电压随时间变化的示图；图14为示出最大漏极电压与电源电压之比随调制系数α变化的曲线图；图15为示出在正弦输入信号的假设下扬声器音圈电流的波形的实例示图；图16为例示交叉失真现象的示图；图17为例示补偿交叉失真的方法的示图；图18为例示按照本发明的另一个实施例设计的采用交叉失真补偿电路的功率放大器的工作原理图；图19为例示图18的功率放大器的详细示意图；图20为示出功率晶体管漏极电压的示图，其中示出了由开关变压器的寄生电感引起的电压尖峰；图21为例示图22和25的功率放大器内的控制波形的实例示图；图22为例示按照本发明的一个实施例设计的“A”类功率放大器的工作原理图；图23为例示图22和25的功率放大器内的每个功率晶体管的导通时间随调制系数α变化的曲线图；图24为例示图22和25的功率放大器内的开关频率随调制系数α变化的实例示图；以及图25为例示图22的“A”类功率放大器的详细示意图。
具体实施例方式
参见图1，图中示出了按照现有技术设计的具有对偶分音圈102的扬声器100的示意图。电压U1和U2加到音圈102的外部接线端104、106上，而电压E加到公共接线端103上。所引起的电流ia1和ia2流过安置在由扬声器100内的磁铁(未示出)产生的磁通内的音圈102。流过音圈102的电流根据式F＝Bli使力作用到音圈102上，其中F为力，B为导线所处的磁通，l为导线长度，而i为流过导线的电流(该式假设导线与磁通垂直)。使这个力F可用来产生声音的措施在本技术领域是众所周知的。
分音圈102实际上由两个线圈108、110组成。这两个线圈可以是对分、对偶、重叠或双绕音圈。线圈108和110产生的力分别为F1＝B1·l1·ia1(1)F2＝B2·l2·(-ia2)(2)其中B1和B2分别为线圈108和110所处的磁通的密度，l1和l2为相应线圈的导线或导体的长度，而ia1和ia2为流过相应线圈的电流。第二电流示为负的，假设如图1所示，它与第一电流方向相反。
通常，磁通不是沿音圈均匀分布的。一种处理这个问题的方式是使B1和B2表示磁通沿线圈长度的平均密度。另一种处理这个问题的方式是假设磁通密度B1和B2的非均匀值而将l1和l2定义为各自线圈的有效长度。
可以通过并排设置两个相同的音圈、将一个线圈缠绕在另一个线圈的上面的一个线圈(重叠)或同时使用双绕线圈制作两个线圈来得到两个对称的线圈。双绕线圈保证可以得到两个几乎一致的线圈，但将一个线圈重叠在另一个线圈上面的方法可以达到非常接近的效果。
对于两个线圈相对于由音圈间隙内的磁铁产生的磁场被对称地定位的情况，以下关系成立B1＝B2＝B (3)l1=l2=l2---(4)]]>因此，这两个线圈引起的合力为F=F1+F2=B·l·ia1-ia22---(5)]]>音圈必须传递使扬声器构件运动所需的力。这个力可以在某一时刻由一个线圈产生或者同时由两个线圈产生。也就是说，线圈所产生的力可以由在两个线圈之间均匀分配的电流、在两个线圈之间不均匀分配的电流、或者，在极端条件下，在某一时刻只由提供给一个线圈的电流引起。下面考虑两个极端的情况。在第一种情况下，电流只提供给第一线圈，使得ia2＝0。在第二种情况下，线圈起同样的作用，提供给两个线圈的电流是相等的ia1＝-ia2＝ic，其中ic为同时流过两个线圈的假设电流，它提供与由实际电流分量ia1和ia2产生的力之和相同的力。在这两种情况下，力F必须是相同的，以使扬声器发出相同的声音。因此，在第一种情况下有ia1＝2·ic。
电流流过线圈的电阻要耗散热量。每个线圈的电阻等于R/2。因此，第一线圈内耗散的功率P1可以表示为P1=R2·(ia1)2+0=R2·(2·ic)2=2·R·ic2---(6)]]>在向每个线圈提供相等的电流的情况下，可以计算出所耗散的总功率Pc，为Pc=R2·(ic)2+R2·(ic)2=R·ic2---(7)]]>将这两个等式合并后得到P1＝2Pc(8)从这个等式可见，在只向一个线圈提供电流时所耗散的功率为将电流均匀分配给两个线圈时的两倍。然而，为了使此分析完全，必须考虑ia1≠0和ia2≠0的情况。具体地说，在这些情况下，P1+P2=R2·(ia12+ia22)---(9)]]>由于电流ia2的流向与电流ia1的流向相反，ic=ia1-ia22---(10)]]>电流ic耗散的功率Pc为Pc=R·ic2---(11)]]>将式(9)与(11)合并后，有P1+P2Pc=ia12+ia222·ic2---(12)]]>将式(10)与(12)合并后，得到
P1+P2Pc=2-2·(ia1ic)+(ia1ic)2---(13)]]>图2以曲线图例示了按照式(13)得到的在两个线圈内耗散的总功率与电流ic耗散的功率之比随通过线圈110的电流与流过两个线圈的电流之比变化的规格化曲线112。曲线112指出，最小功率耗散点正如所料在ia1ic=1]]>处。例如，如果ia1ic=0.5]]>或如果ia1ic=1.5,]]>在这种情况下相应有ia1/ia2＝1/3或ia1/ia2＝3，那么，为了得到相同的力需要多出25％的功率。因此，概括地说，线圈之间的电流分配越均匀，效率就越高。高的效率对于高功率系统特别重要，因为在高功率系统内即使效率降低一点也会耗散大量的热。
美国专利No.2,959,640(Schultz)和美国专利No.4,130,725(Nagel)揭示了将B类放大器用于分音圈换能器的情况。B类推挽或其他放大器通过在每个时刻将电流传送给线圈的一半而留下另一半不起作用使电流以音频在线圈之间交变。按照以上分析，这导致最大可能效率降低50％，从而导致以上所说明的热耗散增大的问题。
参见图3a，图中示出了按照现有技术设计的全桥D类放大器114的示意图。放大器114包括加有输入信号的调制器116。根据所提供的输入信号，调制器116向场效应晶体管(FET)驱动器118提供信号，再由驱动器118驱动晶体管120、122、124、126。晶体管120、122、124、126由电源128供电，并通过包含电感132、134和电容器136的滤波器驱动扬声器130。
参见图3b，图中示出了按照现有技术设计的半桥D类放大器138的示意图。放大器138包括加有输入信号的调制器140。根据所提供的输入信号，调制器140向FET驱动器142提供适当的信号，再由驱动器142驱动晶体管144、146。然而，与图3的全桥配置不同，只需要两个晶体管144、146。放大器138的滤波器包括电感148和电容器150。与图3a的放大器114不同，放大器138需要一个双电源151。
图3a和3b的放大器114和138各有着需要高压侧FET驱动器的缺点。这些电路结构复杂难以实现，特别是对于带有高电抗性负载的高功率应用。
参见图4，图中示出了按照本发明的一个方面设计的放大器152的示意图。如图所示，放大器152包括电压为E的电源、支路152a和支路152b。支路152a包括具有源极154s、栅极154g和漏极154d的晶体管154和变压器绕组156(可以是高频变压器或脉冲变压器)的半绕组156a。类似，支路152b包括具有源极158s、栅极158g和漏极158d的晶体管158b和变压器156的半绕组156b。支路152a接到扬声器音圈162a的接线端160a上，而支路152b接到扬声器音圈162b的扬声器接线端160b上。变压器156的接线端连接成使得在各支路内沿相同方向流动的由晶体管154和158提供的两个电流要分别通过极性相反的接线端157a和157b进入变压器。
变压器156具有1∶1的匝数比和电感L。如图所示，它串联在晶体管漏极154d和158d与分音圈扬声器164的接线端160a和160b之间。晶体管漏极154d和158d接到极性不同的变压器接线端上。晶体管154和158在各自达到门限电流i1和i2时交替地导通和截止。这些电流分别用支路152a和152b的电阻166a和166b检测，这些电阻166a和166b分别与它们的相关的晶体管源极端子154s和158s串联连接。
放大器152还包括滤波电容器168a和168b，它们大到足以使扬声器端子160a和160b上的电压U1和U2在切换时间间隔T1和T2期间保持相对恒定。
功率晶体管154和158按照输入信号交替地使电流流过每个支路。这又会从而激励每个线圈162a和162b，由此产生声音。变压器156存储导电支路产生的能量，并在导电支路的晶体管截止而非导电支路的晶体管导通时将该能量传送给另一个支路。在电压源跨接在电感的两端时，这个电感的电流按照下式线性增大U=L·didT---(14)]]>其中，U为所施加的电压，di为电流的增量，而dT为时间的增量。
参见图5，图中示出了通过晶体管154和158的电流的波形。在晶体管154截止时，来自电感156的电流开始流过晶体管158。在这个跃迁期间电感内的电流的绝对值不变。替代的是，只有其方向由于变压器156与电路的连接方式而改变。在晶体管158截止和晶体管154导通的下一个跃迁期间发生同样情况。因此，如图5所示，晶体管154的初始电流为-i2，而晶体管158的初始电流为-i1。从式(14)可以分别确定以下表示扬声器端子160a和160b上的电压U1和U2的表达式U1=L·i1-(-i2)T1=L·i1+i2T1---(15)]]>U2=L·i2-(-i1)T2=L·i2+i1T2---(16)]]>由这些表达式可以得到U1·T1＝U2·U2(17)开关晶体管154和158的漏极电流具有高频分量和直流分量。这些高频分量由电容器168a和168b旁路，使得只有漏极电流的直流分量或者说平均值ia1和ia2到达扬声器线圈168a和168b。这两个平均值由下式给出ia1=i1-i22·T1T1+T2---(18)]]>ia2=-i1-i22·T2T1+T2---(19)]]>T1+T2为电流i1和i2的周期。这些表达式是在电流为如图5所示的三角波形的假设下得出的。具体地说，如图5所示，波形170为通过功率晶体管154的源极的电流的波形，而波形172为通过功率晶体管158的源极的电流的波形。波形170和172通常频率在100到200千赫之间。可以使用低一些的频率，但这将需要较大的电感。此外，频率不应该低到使这些波形成为可听得到的。取决于可用的技术，也可以使用更高的频率。类似地，点划线174标示的是实际提供给扬声器线圈168a的平均电流值ia1，点划线176标示的是实际提供给扬声器线圈168b的平均电流ia2。典型的是，波形174和176会具有在20赫到20千赫的音频范围内的频率，虽然对于某些扬声器系统来说波形174和176可以具有低于20赫的频率，这些波形产生的压力波不会被听到，但可被感觉到。
如图5所示，在周期T1期间，晶体管154传导电流而晶体管158不传导电流。如图5所示，在时间周期T2期间情况相反，晶体管158导电而晶体管154不导电。如图5所示，电流波形170和172的频率比电流波形174和176的频率高许多。由于这个实际情况，表示音频信号的电流ia1和ia2在图5中呈现为不变的；然而，如果将图5的X轴伸长到适当长的时间周期，就会看到这些音频信号将按照信号的音频内容改变。这些音频信号在波形170和172的周期上也是不变的并被同时提供，尽管电流波形170和172内有起伏，因为电容器168a和168b将滤除信号的高频分量，使它们到达不了线圈162a和162b。电流ia1和ia2分别在线圈162a和162b内定向成使得电流ia1和ia2建设性地有助于加到音圈162上的力。也就是说，在图4中给出的线圈162a和162b的配置下，电流ia1和ia2如图5所示具有相反的极性。式(18)和(19)也示出了这种情况。
在以下的说明中，i0定义为i1与i2之差。也就是说i1-i2＝i0(20)将该式代入式(18)和(19)，可得ia1=i02·T1T1+T2---(21)]]>ia2=-i02·T2T1+T2---(22)]]>式(21)和(22)合并后，可得到以下关系ia1-ia2=i02---(23)]]>这些平均电流流过各具有电阻R/2的音圈168a和168b，分别产生以下电压降E-U1=R2·ia1---(24)]]>E-U2=R2·ia2---(25)]]>其中E为电源电压。用上式(21)、(22)、(23)、(24)和(25)解U1和U2，得到U1=E-R·i04·T1T1+T2---(26)]]>U2=E+R·i04·T2T1+T2---(27)]]>上式(17)、(26)和(27)可被求解。可以引入调制系数α，将求解简化，其中R·i04·E=a]]>将调制系数α代入式中，得到U1=E2·(1-a+1-a2)]]>U2=E2·(1+a+a2)]]>显然，α必须遵从以下条件-1≤α≤1 (31)调制系数α表示在放大器工作期间达到最大可能值的程度。从式(24)、(25)、(29)和(30)，可以得出以下关系ia1=ER·(1+a-1-a2)---(32)]]>ia2=ER·(1-a-1-a2)---(33)]]>图4的放大器可以与各式各样的负载和供电电压配合进行工作。因此，以上这些表达式可以规格化为ia1N=1+a-1-a2---(34)]]>ia2N=1-a-1-a2---(35)]]>参见图6，图中示出了这些规格化电流相对调制系数α的关系的曲线图。也就是说，曲线178和180分别表示通过线圈162a和162b的电流。曲线182标示为了产生同样的力要流过两个线圈的电流。
注意到以上的式(3)和(10)，有F＝F1+F2＝B·l·ic(36)从式(10)、(32)和(33)可得ic=ER·a---(37)]]>项E/R对于式(32)、(33)和(37)是共同的。由上可以推断电流ic的规格化值icN为icN＝α (38)这个关系在图6中由直线182表示。
电流ic在它的规格化形式icN中为同时通过两个线圈的假设电流，提供与由实际的电流分量ia1和ia2产生的力之和相同的力。
从式(37)、(36)、(28)和(20)可以得出下式F=B·l·i1-i24---(39)]]>该式表明音圈组件所产生的力F为α或i1-i2的线性函数。也就是说，尽管各个音圈电流如图6所示是输入信号的非线性函数，但它们的和如式(39)所示完全是线性的。如果将门限电流i1与i2之差控制成与输入音频信号相应，系统响应将是干净的，没有失真。
理想的是，开关功率放大器没有任何能量损耗。这也是按照本发明所设计的放大器的情况。如果是这种情况，那么在两个线圈内耗散的总功率Pt可以表示为Pt＝P1+P2＝E·(ia1+ia2)(40)将该式与式(32)和(33)合并后，得到Pt=E2R·2·(1-1-a2)---(41)]]>电流ic所耗散的功率Pc为Pc=E2R·a2---(42)]]>于是比 由下式给出PtPc=2·1-1-a2a2---(43)]]>从式(13)、(32)和(37)或者(13)、(34)和(38)可以得出类似的结果。
注意到式(13)为P1+P2Pc=2-2·(ia1ic)+(ia1ic)2]]>该式可以用于任何信号，只要替换的电流用它们的均方根(RMS)值表示，而且所有的都具有同样的形状。它还可以用于所给出的这个放大器，只要所有的电流都是DC电流。因此，式(43)只是对于DC信号成立。
参见图7，图中示出了按照式(43)得到的比 相对调制系数α的关系。这在图中为曲线184。功率耗散相对在两个线圈均匀导电时所耗散的功率被示出。因此，从图线188中的表示B类放大器的功率耗散的曲线186可以看出，B类放大器始终耗散两倍的功率，因为某一时刻只有一个线圈导电。按式(43)确定的曲线184表示在输入信号为DC信号时所耗散的功率。曲线190表示在信号为正弦信号时所耗散的功率。
式(43)不适用于正弦信号的情况。因此，适当的功率必须用式(41)和(42)计算。调制系数α必需用α(t)＝α·sin(t)代替。置换了该式后可得Pt=E2R·2π·∫0π(1-1-(a·sin(t))2)dt---(44)]]>Pc=E2R·1π·∫0π(a·sin(t))2dt=E2R·a22---(45)]]>将这两式合并后可得PtPc=2·∫0π(1-1-(a·sin(t))2)dt∫0π(a·sin(t))2dt=4π·a2·∫0π(1-1-(a·sin(t))2)dt---(46)]]>按式(46)得到的曲线为图7中的曲线190。
从图7很容易看到图4的放大器的优点。如果正弦信号的调制达到0.8，附加的功率耗散只是为两个线圈同样工作(即为两个线圈提供相等的电流)时的功率耗散的17％。相形之下，对于线圈交替得到供电的B类和其他放大器的情况，附加的功率耗散将始终为两个线圈同样工作时的功率耗散的100％，无论调制系数的值如何。然而，图7只是比较扬声器内的功率损耗。除了这些损耗之外，B类放大器还有它们自己的损耗和受到限制的效率，这一点不像效率可以接近100％的开关放大器。
从图5可见，放大器152以每当功率晶体管的电流达到一定的值就将它们交替地转换成导通(ON)和截止(OFF)的方式工作。结果，放大器152自行振荡，而开关频率与放大器部件的值有关。
注意到调制系数α由下式确定a=R·i04·E=R·(i1-i2)4·E---(47)]]>调制系数α的值可以是正的或负的，并按照输入信号改变。然而，门限电流i1和i2必须始终为正的。因此，放大器152必须增添附加电路来使放大器可以正常工作。为了此分析目的，假设在电流i1和i2中的一个改变时另一个保持不变，如图12所示。初始或偏置电流ib与其规格化值ab的关系于是由与式(28)类似的式(48)表示ab=R·ib4·E---(48)]]>将式(15)、(16)、(20)、(29)、(30)、(28)和(48)代数变换后再将其中的一个电流用电流ib代替，可以得到表示开关时间T1和T2的式(49)和(50)T1=8·LR·a+2·ab1-a+1-a2---(49)]]>T2=8·LR·a+2·ab1+a+1-a2---(50)]]>根据式(49)和(50)可以确定开关频率fs和占空度D为fs=1T1+T2=R·1-a28·L·(|a|+2·ab)---(51)]]>D=T1T1+T2=1+a1+a+1-a---(52)]]>参见图8，图中示出了按照本发明的优选实施例设计的放大器200的工作原理图。如图所示，放大器200包括两个主支路200a和200b，每个主支路处理输入信号的正部分或负部分。输入信号Vi馈给两个非常类似的分别称为正信号电路(PSC)202a和负信号电路(NSC)202b的电路的输入端。PSC 202a的输出电压在输入电压为正时等于它的输入电压而在输入电压为负时等于零。NSC 202b的输出电压在输入电压为正时等于零而在输入电压为负时等于反相的输入电压。PSC 202a的输出端接到加法电路204a上，而NSC 202b的输出端接到加法电路204b上。加法电路204a和204b将不变的正电压Vb与PSC 202a和NSC 202b的输出电压相加，从而分别产生电压Vi1和Vi2。电压Vi1和Vi2与输入电压Vi之间的关系由式(54)和(55)表示为Vi1=12·(|Vi|+Vi)+Vb---(53)]]>Vi2=12·(|Vi|-Vi)+Vb---(54)]]>
电压Vi1和Vi2始终为正的，且它们的最小值等于Vb。按式(53)和(54)标绘的曲线看起来与图12的曲线十分类似。
再来看图8，放大器电路200的各支路分别包括电压比较器206a和206b。比较器206a将电压Vi1与传感电阻208a两端的电压相比较，而比较器206b将电压Vi2与传感电阻器208b两端的电压相比较。电压比较器的工作情况为熟悉该技术领域的人员所周知。电流传感电阻208a和208b将晶体管电流变换为电压。如果晶体管210a的漏极电流大于电压Vi1除以电阻208a的阻值，那么比较器206a的输出为二进制输出的1。相反，如果电压Vi1除以电阻208a的阻值得到的电流大于晶体管210a的漏极电流，比较器就输出0。类似地，比较器206b在晶体管210b的漏极电流大于电压Vi2除以电阻208b的阻值时输出1，而在晶体管210b的漏极电流小于电压Vi2除以电阻208b的阻值时输出0。
放大器200的各支路200a和200b还分别包括NOR门212a和212b。NOR门212a和212b交叉耦合，以形成RS触发器214。RS触发器具有两个互补的输出端。比方说，接到晶体管210a的栅极上的输出端表示逻辑1而接到晶体管210b的栅极上的输出端表示逻辑0。晶体管210a的漏极电流于是线性增大，在某个时刻达到值i1＝Vi1/R1。这个事件示于图5的垂直偏移。在这个时刻，比较器206a的输出信号从0改变为1。这改变了RS触发器214的状态，并使晶体管210a转为截止而使晶体管210b转为导通。此后RS触发器214的状态保持不变直至晶体管210b的上升的电流穿过由Vi2和电阻208b的阻值确定的值i2，然后再重复这个循环，即比较器206b的输出从0改变为1，从而改变RS触发器的状态，并使晶体管210a导通而使晶体管210b截止。整个电路200以由以上式(51)给出的频率振荡，并且峰值电流i1和i2随输入信号改变(见图12)。
电流传感电阻208a和208b应具有相同的阻值。如果是这种情况，就有i1=Vi1R1---(55)]]>i2=Vi2R1---(56)]]>
从式(39)和(53)至(56)可以得出以下等式F=B·l·Vi4·R1---(57)]]>该式表明，扬声器推动组件产生的力是输入电压Vi的线性函数。电流传感电路控制功率晶体管210a和210b，使得放大器200如式(57)所示起着电流放大器的作用。图9为例示功率晶体管210a和210b的开关时间随调制系数α变化的曲线图。垂直轴示出导通时间，并被表示为8L/R的倍数，其中L为变压器216的感抗，而R为线圈218的总阻值。曲线230表示晶体管210a的导通时间，而曲线232表示功率晶体管210b的导通时间。
图10为例示开关频率随调制系数α的绝对值变化的曲线图。与图9类似，垂直轴表示为R/8L的倍数。曲线234表示偏置电流的规格化值为0.05时的开关频率。曲线236表示偏置电流的规格化值为0.1时的开关频率。从图10的曲线234和236以及从图9的曲线230和232可见，在信号值增大时时间T1和T2都增大，且开关频率降低。在输入信号小时，偏置电流ib对时间和频率的影响最大。占空度与ib无关。
在晶体管中的一个晶体管导通时，另一个晶体管截止且其漏极电压等于VDM。在没有输入信号时，调制系数α等于零，而VDM为电源电压E的两倍。VDM的准确值与调制系数α的函数关系由下式给出VDM=U1+U2=E·(1+1-a2)---(58)]]>该式表示的函数在图14中示为曲线260。VDM不应该大于所选晶体管的最大额定电压。
以上根据扬声器阻抗不随频率改变的假设进行了分析，并得出了这些表达式。实际上，情况并不是这样。然而，尽管这样，式(39)还是成立的。因此，扬声器推动结构产生的力只取决于电流i1与i2之差，从而如式(57)所示只取决于输入电压Vi。按照本发明的一个实施例设计的放大器因此表现得象一个适应扬声器阻抗改变的普通电流式功率放大器。
式(53)、(54)、(55)和(56)给出了门限电流i1和i2与调制系数α所表示的输入信号V1之间的关系。该关系也如图12的图线所示。具体地说，图12例示了图8的PSC 202a、NSC 202b、加法电路204a和加法电路204b与偏压Vb的函数关系。偏压Vb负责产生偏置电流ib。从图12可见，电流i0随着调制α和输入信号线性改变。
参见图13，图中例示了晶体管漏极电压VD1和VD2、扬声器端子上的电压U1和U2、最大漏极电压VDm和电源电压E之间随时间变化的关系的曲线图。由图13可见，虽然电压U1小于电源电压E，但电压U2大于电源电压E；然而，所有电压都小于2E。
参见图15，图中例示了在音频输入信号为正弦信号而调制系数为0.9的假设下通过各线圈的扬声器电流ia1和ia2的波形图。图15表明，即使各个线圈电流是失真的，但导致产生力的线圈电流之差是正弦的，并且没有失真。这个图与图6类似；一个用于音频输入信号的瞬时值，而另一个用于作为时间函数的正弦音频输入信号。
再来看图8，PSC 202a和NSC 202b的工作情况类似于半波整流器的工作情况。也就是说，输出信号只表示所施加的正弦输入信号的正的或负的半周。放大器200使用了两个这样的电路。特别重要的是，PSC 202a与NSC 202b的特性被接近匹配，并被适当整形。如果不是这样，经放大的信号就会失真。考虑简单的二级管和电阻电路的例子。二级管需要一定偏压来传导电流。这意味着只有高于偏压的电压才会出现在输出端。这是典型的产生所谓的交叉失真的机制，如图16所示。
参见图16，图中例示了由曲线300表示的作为加到放大器上的输入信号的正弦信号。曲线302和304分别为加到比较器206a和206b的输入端上的处理输入信号。所得到的信号由曲线306表示。由于用来对波形进行整流的二极管需要开始导电的最小电压，因此出现交叉失真。就这个问题的一个解决方式是用NSC 202b输入比较器206a和206b中的一个比较器，而将原输入信号与NSC 202b的输出信号之和输入比较器206b和206a中的另一个比较器(图18)。
参见图17，图中例示了交叉失真得到补偿的电压形式。在图17中，曲线308为加到放大器上的输入信号，而曲线310和312为分别加到比较器206a和206b的输入端上的过程输入信号。所得到的加到放大器电路上的信号示为曲线314。如可以看到的那样，交叉失真业已消除。
偏压Vb的值从而也就是偏置电流ib的值对放大器输出信号没有影响。如果偏置电流ib非常小，也没有输入信号，那么放大器就以非常高的频率开关。但是，如果ib较大，那么放大器就以低的频率振荡，但是开关电流较大。因此，最佳偏置电流将为这两个极值之间的折衷。按照本发明的实施例，将偏置电流选为由式(48)确定的调制系数αb的10％左右。然而，这样选择偏置电流值并不是关键性的。
参见图18，图中示出了按照本发明的优选实施例设计的放大器200′的工作原理图。为了清晰起见，用同样的标注数字但带一个上撇号来标示那些与上面结合图8所说明的类似的元件。如图所示，放大器200′包括两个主支路200a′和200b′，每个主支路处理输入信号的正部分或负部分。输入信号Vi馈给两个非常类似的分别称为正信号电路(PSC)322和负信号电路(NSC)202b′的电路的输入端。NSC 202b′的输出电压在输入电压为正时等于零而在输入电压为负时等于反相的输入电压。PSC 322包括加法结点322a，它的输入为输入信号Vi和NSC 202b′的输出。PSC 322的输入/输出特性与图8中的PSC 202a的类似。在输入信号为负时，NSC 202b′的输出为正，但是数值上等于输入信号。因此，PSC 322的输出为零。在输入信号为正时，NSC 202b′的输出为0，而PSC 322输出就是输入信号。PSC 322的输出端接到加法电路204a′上，而NSC 202b′的输出端接到加法电路204b′上。加法电路204a′和204b′将不变的正电压Vb与PSC 322和NSC 202b′的输出电压相加，从而分别产生电压Vi1和Vi2。电压Vi1和Vi2与输入电压Vi之间的关系由上面给出的式(54)和(55)表示，为Vi1=12·(|Vi|+Vi)+Vb---(53)]]>vi2=12·(|Vi|-Vi)+Vb---(54)·]]>如前面所说明的那样，电压Vi1和Vi2始终为正的，它们的最小值等于Vb。按式(53)和(54)标绘的曲线看起来与图12的曲线十分类似。
再来看图18，放大器电路200′的支路200a′和200b′各包括一个电压比较器，分别为电压比较器206a′和206b′。比较器206a′将电压Vi1与传感电阻208a′两端的电压相比较，而比较器206b′将电压Vi2与传感电阻208b′两端的电压相比较。电压比较器的工作情况为熟悉该技术领域的人员所周知。电流传感电阻208a′和208b′将晶体管电流变换为电压。如果晶体管210a′的漏极电流大于电压Vi1除以电阻208a′的阻值，比较器206a′的输出就为二进制输出的1。相反，如果电压Vi1除以电阻208a′的阻值得到的电流大于晶体管210a′的漏极电流，比较器就输出0。类似地，比较器206b′在晶体管210b′的漏极电流大于电压Vi2除以电阻208b′的阻值时输出1，而在晶体管210b′的漏极电流小于电压Vi2除以电阻208b′的阻值时输出0。
放大器200′的支路200a′和200b′还各包括一个NOR门，分别为NOR门212a′和212b′。NOR门212a′和212b′交叉耦合，以形成RS触发器214′。每个NOR门具有两个互补的输出端。比方说，接到晶体管210a′的栅极上的输出端表示逻辑1而接到晶体管210b′的栅极上的输出端表示逻辑0。晶体管210a′的漏极电流于是线性增大，并在某个时刻达到值i1＝Vi1/R1。在这个时刻，比较器206a′的输出信号从0改变为1。这改变了RS触发器214′的状态，并使晶体管210a′转为截止而使晶体管210b′转为导通。此后RS触发器214′的状态保持不变直至晶体管210b′的上升的电流穿过由Vi2和电阻208b′的阻值确定的值i2，然后再重复这个循环，即比较器206b′的输出从0改变为1，从而改变RS触发器的状态，并使晶体管210a′导通而使晶体管210b′截止。整个电路200′以由以上式(51)给出的频率振荡，峰值电流i1和i2随输入信号改变。
电流传感电阻208a′和208b′应具有相同的阻值。如果是这种情况，就有i1=Vi1R1---(55)]]>i2=Vi2R1---(56)]]>从式(39)和(53)至(56)可以得出以下等式F=B·l·Vi4·R1---(57)]]>
该式表明，扬声器推动组件产生的力是输入电压Vi的线性函数。电流传感电路控制功率晶体管210a′和210b′，使得放大器200′如式(57)所示起着一个电流放大器的作用。
参见图19，图中例示了与图18的放大器200′相对应的放大器400的详细示意图。晶体管402a和402b为功率开关晶体管，与变压器404连接。也就是说，晶体管402a、402b的漏极分别接到变压器404的不同绕组上。此外，变压器404的分别接到晶体管402a、402b的漏极上的接线端具有相反的极性。变压器404的其他接线端与扬声器线圈406a、406b和滤波电容器408a、408b连接。
电阻410a和410b为电流传感电阻，分别与晶体管402a和402b的源极端串联。这些电阻在源极端上提供了与通过晶体管402a和402b的源极的电流成正比的电压。小信号晶体管412a和414a配置成典型的推挽输出级配置，通过电阻416a驱动功率晶体管402a的栅极。类似地，小信号晶体管412b和414b通过电阻416b驱动功率晶体管402b的栅极。功率晶体管402a和402b交替地在通过导电的晶体管的源极的电流达到门限值时截止和导通。因此，这个电路有两个状态，一个状态是晶体管402a导电，而另一个状态是晶体管402b导电。由于在晶体管切换之间有一段时间必须保持当前条件和影响当前状态的信号，因此需要储存单元来存储电路的当前状态。RS触发器提供了存储电路的当前状态的存储单元。RS触发器包括电压比较器418a、420a、418b和420b，在实践中它们可以都在同一个集成电路芯片上。
比较器420a和420b分别将通过相应功率晶体管402a和402b的源极的电流与输入电压的加权和与基准电压相比较。基准电压由两对分压电阻422a、424a和电阻422b、424b调整。优选的是，电阻422a的阻值等于电阻422b的阻值，而电阻424a的阻值等于电阻424b的阻值，从而只要电阻424a和424b接到同样的电位上就可使两个基准电压相等。
电阻426a、428a、430a和电阻426b、428b、430b与电阻410a和410b一起都是定标电阻。这些电阻的相对阻值建立了输入信号、门限电流和基准电压之间的关系。这些电阻中的每一个的适当阻值可以根据简单的分压原理确定。在实践中，优选的是使电阻410a的阻值等于电阻410b的阻值，使电阻426a的阻值等于电阻426b的阻值，使电阻430a的阻值等于电阻430b的阻值，以及使电阻428a的阻值等于电阻428b的阻值，从而保证每个比较器使用的是同样的输入电压与源极电流的加权和以及基准电压。
如上面所说明的那样，放大器电路400内有许多的结构是对称的。也就是说，一半处理输入信号的负部分而另一半处理输入信号的正部分。为了使负部分和正部分电路设计类似，需要输入信号的输入两个支路的相关部分只是正的或者只是负的。这可以通过将输入信号的正部分或负部分反相来实现。在放大器400内，正信号电路PSC 432将信号的正部分反相。在PSC内，存在缓冲级434、包括二级管436和电阻438的半波整流级和包括电阻440和运算放大器442的信号反相器。电阻444a、446a、444b和446b都是吸流电阻，这是使电压比较器418a和418b正确操作所必需的。电容器448a和448b为电流传感比较器在输出与非反相输入之间提供一个反馈回路。这使RS触发器翻转更快从而滞后时间短，是使RS触发器适当工作所必需的。电容器450a、450b、452a和452b用来减小高频噪声和改善电路的稳定性。
变压器404用来存储和传递能量。在功率晶体管402a或402b导通时，由于电流流过变压器404的其中一个绕组而将能量存储在变压器404的电感内。在这个功率晶体管截止而另一个晶体管导通时，存储在电感内的能量作为电流释放入第二绕组。
重要的是在两个变压器绕组404a和404b之间要有有效的耦合，以便使效率达到最大和限制会降低能量传递效率和在截止的功率晶体管的漏极上引起电压尖峰的寄生电感。如果这个电压尖峰达到晶体管的击穿电压，这个附加的能量通过晶体管被释放，从而耗散附加的热量。所耗散的热能不应该大于晶体管的额定雪崩能量。然而，在大功率应用中，往往难以将该能量限制成低于晶体管的雪崩能量。为了对此进行补偿，放大器400包括由钳位二极管454a和454b、电容器456a和456b、电阻458a和458b组成的保护性箝位电路以及包括晶体管460、电阻462、电容器464和齐纳二极管466、468和470的放电电路。钳位电压应该小于晶体管击穿电压，由齐纳二极管466、468和470选定。
在正常工作期间，晶体管402a和402的漏极电压490和492在0伏左右与接近电源电压E的两倍的电压之间切换。结果，二极管454a和454b受到交替的正向和反向偏置。正向偏置的二级管454a对电容器456a充电，因此在电容器466a、二级管454a和电阻458a的连接节点处的电压接近电源电压的两倍。这个电压也保持相对恒定，因为电容器466a在二级管454a被反向偏置期间存储能量。类似地，正向偏置的二级管454b对电容器456b充电，因此在电容器456b、二级管454b和电阻458b的连接节点处的电压接近电源电压的两倍。这个电压也保持相对恒定，因为电容器456b在二级管454b被反向偏置期间存储能量。电阻458a和458b具有很小的值，这是消除在任何开关电路内出现的寄生振荡所必需的。电阻458a和458b的另一端被连在一起并接到晶体管460的集电极上。因此，晶体管460的集电极上的电压值保持相对恒定，并接近电源电压值的两倍。
齐纳二极管466、468和470串联在晶体管460的集电极与基极之间。它们可以用一个击穿电压等于它们的击穿电压之和的二级管来代替。然而，在很多情况下电压较低的齐纳二极管可更容易得到。
二极管466、468和470的击穿电压之和选为稍大于电源电压E。但是，二极管466、468和470的击穿电压之和再加上电源电压E应该选为小于晶体管402a和402b的击穿电压。晶体管460的发射极接到电压为E的电源上。结果，二极管466、468和470两端的电压保持低于它们的击穿电压，从而没有电流流过电阻462。于是，晶体管460的基极-发射极电压为0，这个晶体管的集电极电流也为0。
由于开关而产生的晶体管402a或402b的漏极电流的突变与变压器404的寄生电感一起可以产生可能损坏这些晶体管的电压尖峰494。如图20所示，电压尖峰494将电容器456a和456b充电到较高的值，从而使晶体管460的集电极上的电压升高。结果，二极管466、468和470两端的电压达到它们的击穿电压，从而电流开始流过电阻462。在接在晶体管460的发射极与基极之间的电阻462两端的电压达到0.7伏左右时，晶体管460开始传导电流。晶体管460的集电极端上的电压再增大，即使增大很少，就会导致晶体管的集电极电流迅速增大，使这集极电压从而也是使晶体管454a和454b的漏极电压决不会上升到高于电源电压E的两倍。存储在变压器404的寄生电感内的电流于是通过正向偏置的二极管454a或454b放电，保护了晶体管460和晶体管402a、402b。
也可以将晶体管460的发射极接到电路的接地点，并将这些齐纳二极管的总击穿电压加倍。这种解决方案也起作用，但是晶体管460内要耗散是在以上所说明的例子中所耗散的两倍的功率。
图20例示了晶体管402a和402b的漏极上的电压490、492。图中还示出了达到晶体管击穿电压的尖峰494。
参见图22，图中示出了一个按照本发明的一个优选实施例设计的放大器200″的工作原理图。为了清晰起见，用同样的标注数字但带两个上撇号来标示那些与上面结合图8和18所说明的类似的元件。如图所示，放大器200″包括两个主支路200a″和200b″，每个主支路处理输入信号的正部分或负部分。输入信号Vi加到支路200a″和200b″上。在支路200a″内信号不加改变地加到加法结点204a″上，而在支路200b″内信号经反相器508反相后加到加法结点204b″上。加法电路204a″和204b″将不变的正电压Vb分别与输入信号的输出电压和反相器508的输出相加，从而产生电压Vi1和Vi2。Vb大到足以保证使所得到的电压Vi1和Vi2始终为正的。对于正弦输入信号来说，电压Vi1和Vi2的曲线看起来与图21的十分相象。
再来看图22，放大器电路200″的每个支路包括一个电压比较器，分别为电压比较器206a″和206b″。比较器206a″将电压Vi1与传感电阻208a″两端的电压相比较，而比较器206b″将电压Vi2与传感电阻208b″两端的电压相比较。电压比较器的工作情况为熟悉该技术领域的人员所周知。电流传感电阻208a″和208b″将晶体管电流变换为电压。如果晶体管210a″的漏极电流大于电压Vi1除以电阻208a″的阻值，比较器206a″的输出就为二进制输出的1。相反，如果电压Vi1除以电阻208a″的阻值得到的电流大于晶体管210a″的漏极电流，比较器就输出0。类似地，比较器206b″在晶体管210b″的漏极电流大于电压Vi2除以电阻208b″的阻值时输出1，而在晶体管210b″的漏极电流小于电压Vi2除以电阻208b″的阻值时输出0。
图21例示了在放大器200″内的信号498和500。如图所示，信号498和500没有被整流，而是相互反相，各加有一个DC信号。
放大器200″的支路200a″和200b″也各包括一个NOR门，分别为NOR门212a″和212b″。NOR门212a″和212b″被交叉耦合，以形成RS触发器214″。每个NOR门具有两个互补的输出端。比方说，接到晶体管210a″的栅极上的输出端表示逻辑1而接到晶体管210b″的栅极上的输出端表示逻辑0。晶体管210a″的漏极电流于是线性增大，在某个时刻达到值i1＝Vi1/R1。在这个时刻，比较器206a″的输出信号从0改变为1。这改变了RS触发器214″的状态，使晶体管210a″转为截止而使晶体管210b″转为导通。此后RS触发器214″的状态保持不变直至晶体管210b″的上升的电流穿过由Vi2和电阻208b″的阻值确定的值i2，然后再重复这个循环，即比较器206b″的输出从0改变为1，从而改变RS触发器的状态，使晶体管210a″导通而使晶体管210b″截止。整个电路200″以由以上式(51)给出的频率振荡，峰值电流i1和i2随输入信号改变。(见图12)。
电流传感电阻208a″和208b″应具有相同的阻值。如果是这种情况，就有i1=Vi1R1---(55)]]>i2=Vi2R1---(56)]]>从式(39)和(53)至(56)可以得出以下等式F=B·l·Vi4·R1---(57)]]>该式表明，扬声器推动组件产生的力是输入电压Vi的线性函数。电流传感电路控制功率晶体管210a″和210b″，使得放大器200″如式(57)所示起着电流放大器的作用。
图23为例示图22的放大器200″的功率晶体管210a″和210b″的开关时间随调制系数α变化的曲线图。垂直轴示出导通时间，并被表示为8L/R的倍数，其中L为变压器216″的电感，而R为线圈218″的总阻值。曲线504表示晶体管210a″的导通时间，而曲线506表示功率晶体管210b″的导通时间。该图与用来说明放大器200的图9类似。
图24为例示放大器200″的开关频率随调制系数α变化的曲线图。
参见图25，图中示出了按照本发明的另一个优选实施例设计的放大器400′的详细示意图。为了清晰起见，用同样的标注数字但带一个上撇号来标示那些与上面结合图19所说明的类似的元件。为了简明起见，在对图25的说明中就不再重复有些对图19的说明。晶体管402a′和402b′为功率开关晶体管，与变压器404′连接。也就是说，晶体管402a′、402b′的漏极分别接到变压器404′的不同绕组上。此外，变压器404′的分别接到晶体管402a′、402b′的漏极上的接线端具有相反的极性。变压器404′的其他接线端与扬声器线圈406a′、406b′和滤波电容器408a′、408b′连接。
电阻410a′和410b′为电流传感电阻，分别与晶体管402a′和402b′的源极端串联。这些电阻在源极端上提供了分别与通过晶体管402a′和402b′的源极的电流成正比的电压。小信号晶体管412a′和414a′成典型的推挽输出级配置，通过电阻416a′驱动功率晶体管402a′的栅极。类似地，小信号晶体管412b′和414b′通过电阻416b′驱动功率晶体管402b′的栅极。功率晶体管402a′和402b′交替地在通过导电的晶体管的源极的电流达到一个门限值时截止和导通。因此，这个电路基本上有两个状态，一个状态是晶体管402a′导电，而另一个状态是晶体管402b′导电。由于在晶体管切换之间有一段时间必须保持当前条件和影响当前状态的信号，因此需要一个储存单元来存储电路的当前状态。RS触发器提供了存储电路的当前状态的存储单元。RS触发器包括电压比较器418a′、420a′、418b′和420b′，在实践中它们可以都在同一个集成电路芯片上。
比较器420a′和420b′分别将通过相应功率晶体管402a′和402b′的源极的电流与输入电压的加权和与基准电压相比较。基准电压由两对分压电阻422a′、424a′和422b′、424b′调整。优选的是，电阻422a′的阻值等于电阻422b′的阻值，而电阻424a′的阻值等于电阻424b′的阻值，从而只要电阻424a′和424b′接到同样的电位上就可使两个基准电压相等。
电阻426a′、428a′、704和电阻426b′、428b、706与电阻410a′和410b′一起都是定标电阻。这些电阻的相对阻值建立了输入信号、门限电流和基准电压之间的关系。这些电阻的适当阻值可以根据简单的分压原理确定。在实践中，优选的是使电阻410a′的阻值等于电阻410b′的阻值，使电阻426a′的阻值等于电阻426b′的阻值，使电阻704的阻值等于电阻706的阻值，以及使电阻428a′的阻值等于电阻428b′的阻值，从而保证每个比较器使用的是同样的输入电压与源极电流的加权和以及基准电压。
如上面所说明的那样，放大器电路400′内有许多的结构是对称的。也就是说，一半处理输入信号的负部分而另一半处理输入信号的正部分。由运算放大器702和电阻704、706组成的反相器700将电路的第二支路的输入信号反相。
电阻444a′、446a′、444b′和446b′都是吸流电阻，这是使电压比较器418a′和418b′正确操作所必需的。电容器448a′和448b′为电流传感比较器在输出与非反相输入之间提供反馈回路。这使RS触发器翻转更快从而滞后时间短，是使RS触发器适当工作所必需的。电容器450a′、450b′、452a′和452b′用来减小高频噪声和改善电路的稳定性。
变压器404′用来存储和传递能量。在功率晶体管402a′和402b′中的一个导通时，由于电流流过变压器404′的其中一个绕组而将能量存储在变压器404′的电感内。在这个功率晶体管截止而另一个晶体管导通时，存储在电感内的能量作为电流释放入第二绕组。
重要的是在两个变压器绕组404a′和404b′之间实现有效的耦合，以便使效率达到最大和限制会降低能量传递效率和在截止的功率晶体管的漏极上引起电压尖峰的寄生电感。如果这个电压尖峰达到晶体管的击穿电压，这个附加的能量通过晶体管被释放，从而耗散附加的热量。所耗散的热能不应该大于晶体管的额定雪崩能量。然而，在大功率应用中，往往难以将这能量限制成低于晶体管的雪崩能量。为了对此进行补偿，放大器400′包括一个由钳位二极管454a′和454b′、电容器456a′和456b′、电阻458a′和458b′组成的保护性箝位电路以及一个包括晶体管460′、电阻462′、电容器464′和齐纳二极管466′、468′和470′的放电电路。钳位电压应该小于晶体管击穿电压，并由齐纳二极管466′、468′和470′选定。
放大器的这些优选实施例的各种替代方案都是可行的。例如，放大器可以用包括但不局限于印刷电路板和集成电路的各种技术实现，。此外，虽然图19的功率开关晶体管402a′和402b′示为MOSFET晶体管，但这个设计也可以用双极型晶体管实现。这种改变可能也需要进行其他一些修改，诸如在这些晶体管的发射极与集电极之间连接二极管；然而这并不偏离本发明的专利保护范围。此外，图19和25所示的设计的许多情况虽然是有用的，但对于本发明来说并不是必要的。例如，钳位网络和滤波电容器可以省略。如果省略了滤波电容器，那么高频电流i1和i2将提供给线圈，而不是只有平均电流ia1和ia2。然而，虽然这不是优选的，但扬声器仍将工作，因为高频信号处在足够高的频率，使得听众将只能听到从这些高频信号中得出的平均音频输出。此外，虽然根据上面所说明的电流传感技术控制功率晶体管有许多优点，但是这不是必需的，可以使用其他控制技术。所有这样的修改或变化应该认为都包括在由所附的权利要求所给出的本发明的专利保护范围之内。
权利要求
1.一种用于接到扬声器的分音圈上的开关功率放大器，该分音圈具有处在磁场内的第一线圈和第二线圈，该第一线圈和第二线圈被接线成使得可以向一个线圈提供电流而不向另一个线圈提供电流，所述功率放大器包括a)向第一线圈提供第一音频电流的第一支路；b)向第二线圈提供与第一音频电流不同的第二音频电流的第二支路；以及c)在第一支路与第二支路之间传递能量以使得第一音频电流和第二音频电流都建设性地有助于提供给所述音圈的力的变压器。
2.如在权利要求1中所述的开关功率放大器，其中所述第一支路包括控制第一支路内的第一电流的第一开关元件；所述第二支路包括控制第二支路内的第二电流的第二开关元件，其中所述第一电流和第二电流具有选择的高频周期，所述第一音频电流为第一电流在该高频周期的平均，以及所述第二音频电流为第二电流在该高频周期的平均。
3.如在权利要求2中所述的开关功率放大器，其中所述变压器包括在第一支路内的第一绕组和在第二支路内的第二绕组，第一绕组具有接收从第一支路流来的电流的第一端子，而第二绕组具有接收从第二支路流来的电流的第二端子，第一支路内的第一绕组和第二支路内的第二绕组被定向成使得第一端子和第二端子具有相反的极性。
4.如在权利要求2中所述的开关功率放大器，其中所述变压器为高频变压器和脉冲变压器中的一个。
5.如在权利要求2中所述的开关功率放大器，所述开关功率放大器还包括接到第一支路上的用来滤除第一电流内的高频分量的第一滤波电容器；以及接到第二支路上的用来滤除第二电流内的高频起伏的第二滤波电容器。
6.如在权利要求2中所述的开关功率放大器，其中所述第一音频电流与第二音频电流被同时提供；以及所述第一电流和第二电流交替地分别提供给第一支路和第二支路，使得第二电流在第一电流提供给第一支路时中断，而第一电流在第二电流提供给第二支路时中断。
7.如在权利要求6中所述的开关功率放大器，所述开关功率放大器还包括开关装置，用来控制(i)第一开关元件在每个高频周期中的第一时间间隔结束时以可变第一门限幅度终止第一电流，以及(ii)第二开关元件在每个高频周期中的第二时间间隔结束时以可变第二电流终止幅度终止第二电流，其中所述变压器是基本上1∶1的变压器，第一绕组具有接到第一开关元件上的第一端子，而第二绕组具有接到第二开关元件上的第二端子，第二端子在极性上与第一端子相反，使得所述变压器可用来在第一时间间隔期间将能量从第一支路传递给第二支路，以使第二电流以所关联的第一门限幅度开始，以及在第二时间间隔期间将能量从第二支路传递给第一支路，以使第一电流以所关联的第二门限幅度开始。
8.如在权利要求6中所述的开关功率放大器，其中所述开关装置可用来按高频周期控制可变第一门限幅度和可变第二门限幅度，以控制第一音频电流和第二音频电流。
9.如在权利要求2中所述的开关功率放大器，所述开关功率放大器还包括向第一线圈和第二线圈提供功率的电源连接装置；接收向扬声器提供音频信息的输入信号的信号输入支路；以及至少一个将该输入信号分开以提供第一信号和第二信号的信号电路。
10.一种向具有处在磁场内的第一线圈和第二线圈的分音圈扬声器提供包括第一音频电流和第二音频电流的音频电流的方法，第一线圈和第二线圈被接线成使得可以向一个线圈提供电流而不向另一个音圈提供电流，所述方法包括下列步骤a)将第一音频电流提供给与第一线圈连接的第一支路；b)将与第一音频电流不同的第二音频电流提供给与第二线圈连接的第二支路；以及c)将第一线圈内的第一音频电流和第二线圈内的第二音频电流定向成使得第一音频电流和第二音频电流都建设性地有助于提供给所述音圈的力。
11.如在权利要求10中所述的方法，其中步骤(a)包括向第一支路提供第一电流；步骤(b)包括向第二支路提供第二电流；所述第一电流和第二电流具有选择的高频周期，所述第一音频电流为第一电流在该高频周期的平均，以及所述第二音频电流为第二电流在该高频周期的平均。
12.如在权利要求11中所述的方法，所述方法还包括在第一支路与第二支路之间传递能量以使第一电流和第二电流都成为双向的。
13.如在权利要求12中所述的方法，其中所述在第一支路与第二支路之间传递能量的步骤由具有在第一支路内的第一绕组和在第二支路内的第二绕组的变压器执行。
14.如在权利要求13中所述的方法，其中所述变压器为高频变压器和脉冲变压器中的一个。
15.如在权利要求12中所述的方法，所述方法还包括滤除第一电流内的高频分量，以提供第一音频电流；以及滤除第二电流内的高频分量，以提供第二音频电流。
16.如在权利要求12中所述的方法，其中所述第一音频电流与第二音频电流被同时提供，以及所述第一电流和第二电流交替地分别提供给第一支路和第二支路，使得第二电流在第一电流提供给第一支路时中断，而第一电流在第二电流提供给第二支路时中断。
17.如在权利要求16中所述的方法，其中所述第一支路包括控制第一电流的第一开关元件；以及所述第二支路包括控制第二电流的第二开关元件。
18.如在权利要求17中所述的方法，所述方法还包括下列步骤控制第一开关元件以在每个高频周期中的第一时间间隔结束时以可变第一门限幅度终止第一电流；控制第二开关元件以在每个高频周期中的第二时间间隔结束时以可变第二电流终止幅度终止第二电流；在第一时间间隔期间将能量从第一支路传递给第二支路，以使第二电流以所关联的第一门限幅度开始；以及在第二时间间隔期间将能量从第二支路传递给第一支路，以使第一电流以所关联的第二门限幅度开始。
19.如在权利要求18中所述的方法，所述方法还包括按高频周期控制可变第一门限幅度和可变第二门限幅度以控制第一音频电流和第二音频电流。
20.如在权利要求11中所述的方法，所述方法还包括将输入信号分开以提供第一信号和第二信号。
21.如在权利要求11中所述的方法，其中所述第一电流和第二电流被选择成在被提供给第一线圈和第二线圈时基本上是听不见的，以防止声音失真。
22.一种扬声器，所述扬声器包括分音圈，具有处在磁场内的第一线圈和第二线圈，所述第一线圈和第二线圈被接线成使得可以向一个线圈提供电流而不向另一个线圈提供电流；以及功率放大器，包括(a)向第一线圈提供第一音频电流的第一支路，(b)向第二线圈提供与第一音频电流不同的第二音频电流的第二支路；以及(c)在第一支路与第二支路之间传送能量以使得第一音频电流和第二音频电流都建设性地有助于提供给所述音圈的力的变压器。
23.如在权利要求22中所述的扬声器，其中所述第一支路包括控制第一支路内的第一电流的第一开关元件；所述第二支路包括控制第二支路内的第二电流的第二开关元件，其中所述第一电流和第二电流具有选择的高频周期，所述第一音频电流为第一电流在该高频周期的平均，以及所述第二音频电流为第二电流在该高频周期的平均。
24.如在权利要求23中所述的扬声器，其中所述变压器包括在第一支路内的第一绕组和在第二支路内的第二绕组，第一绕组具有接收从第一支路流来的电流的第一端子，而第二绕组具有接收从第二支路流来的电流的第二端子，第一支路内的第一绕组和第二支路内的第二绕组被定向成使得第一端子和第二端子具有相反的极性。
25.如在权利要求23中所述的扬声器，其中所述变压器为高频变压器和脉冲变压器中的一个。
26.如在权利要求23中所述的扬声器，其中所述功率放大器还包括接到第一支路上的用来滤除第一电流内的高频分量的第一滤波电容器；以及接到第二支路上的用来滤除第二电流内的高频分量的第二滤波电容器。
27.如在权利要求23中所述的扬声器，其中所述第一音频电流与第二音频电流被同时提供；以及所述第一电流和第二电流交替地分别提供给第一支路和第二支路，使得第二电流在第一电流提供给第一支路时中断，而第一电流在第二电流提供给第二支路时中断。
28.如在权利要求27中所述的扬声器，其中所述功率放大器还包括开关装置，用来控制(i)第一开关元件以在每个高频周期中的第一时间间隔结束时以可变第一门限幅度终止第一电流，以及(ii)第二开关元件以在每个高频周期中的第二时间间隔结束时以可变第二电流终止幅度终止第二电流，其中所述变压器是基本上1∶1的变压器，第一绕组具有接到第一开关元件上的第一端子，而第二绕组具有接到第二开关元件上的第二端子，第二端子在极性上与第一端子相反，使得所述变压器可用来在第一时间间隔期间将能量从第一支路传递给第二支路，以使第二电流以所关联的第一门限幅度开始，以及在第二时间间隔期间将能量从第二支路传递给第一支路，以使第一电流以所关联的第二门限幅度开始。
29.如在权利要求27中所述的扬声器，其中所述开关装置可用来按高频周期控制可变第一门限幅度和可变第二门限幅度，以控制第一音频电流和第二音频电流。
30.如在权利要求22中所述的扬声器，所述扬声器还包括向第一线圈和第二线圈提供功率的电源连接装置；接收向该扬声器提供音频信息的输入信号的信号输入支路；以及至少一个将该输入信号分开以提供第一信号和第二信号的信号电路。
全文摘要
本发明涉及一种向具有处在磁场内的第一线圈和第二线圈的分音圈扬声器提供包括第一音频电流和第二音频电流的音频电流的方法和功率放大器。第一线圈和第二线圈被接线成使得可以向一个线圈提供电流而不向另一个线圈提供电流。第一音频电流提供给与第一线圈连接的第一支路。第二音频电流提供给与第二线圈连接的第二支路。第一音频电流与第二音频电流不同。第一线圈内的第一音频电流和第二线圈内的第二音频电流被定向成使得第一音频电流和第二音频电流都建设性地有助于提供给音圈的力。
文档编号H03F3/00GK1886893SQ200480035325
公开日2006年12月27日 申请日期2004年9月29日 优先权日2003年10月9日
发明者斯蒂芬·R·赫利保维克 申请人:音响制品国际公司