并联布置的线性放大器和dc-dc转换器的制作方法

专利名称：并联布置的线性放大器和dc-dc转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及具有线性放大器和DC-DC转换器的并联电路的电源 系统，以及包括这种电源系统的装置。10 背景技术US5，905，407公开了具有反馈系统的使用组合的线性和开关技术 的高效率功率放大器。线性放大器经由感测电阻向负载提供输出电流。 包括可控开关和两个串联LC部件的开关放大器用作DC-DC转换器， 并也向负载提供输出电流。在线性放大器的输出和电源系统的输出节 15 点之间布置电阻(在此处在负载的两端呈现输出电压)。线性放大器的 输出电流流经电阻。电阻两端的电压用于控制DC-DC转换器以获得 线性放大器的输出电流的最小的DC分量。优选地，该最小的DC分 量为零。在无线电发射机中应用线性放大器和DC-DC转换器的并联电路。 20 无线电发射机包括电源参考生成器，该电源参考生成器向线性放大器 提供参考信号，以生成跟踪参考信号的系统输出电压。无线电发射机 还包括射频(还表示为RF)功率放大器，用于放大RF信号。将RF 放大器耦合到输出节点，以接收系统输出电压作为电源电压。调制参 考信号以遵循对RF放大器的输入信号的调幅。因此，控制RF放大器 25的电源电压以满足RF功率放大器的改进RF放大器的效率的需求。较慢的DC-DC转换器以较高的电源效率向负载提供DC和低频 电流，较低电源效率的线性放大器向负载提供高频电流。开关放大器包括二阶LC滤波器。将LC滤波器的两个电感串联 布置在负载与开关放大器的开关之间，该开关连接到DC输入电压。 30 将LC滤波器的电容之一连接在两个电感的接点与地之间，将LC滤 波器的另一电容与负载并联。由反馈网络使用在两个电感的接点处的 电压以影响对开关放大器的开关的控制。发明内容5 本发明的目的是提供一种具有对DC-DC转换器的较不复杂的控制的并联布置的线性放大器和DC-DC转换器。本发明的第一方面提供了具有如权利要求l所述的线性放大器和 DC-DC转换器的并联电路的电源系统。本发明的第二方面提供了包括 如权利要求9所述的电源系统的装置。在从属权利要求中定义了有益的 10 实施例。所述电源系统包括线性放大器和DC-DC转换器的并联电路。线性 放大器向负载提供包含负载所获得的电流的高频分量的第一电流。 DC-DC转换器(还表示为转换器)具有转换器输出以向负载提供包含 负载所获得的电流的DC和低频分量的第二电流.转换器还包括第一电15感，以及耦合到第一电感的受控开关，用于生成第一电感中的可变电 流。所述电源系统还包括布置于第一电感与负载之间的低通滤波器。 低通滤波器包括具有耦合到开关的第一端子和耦合到参考电压电平 的第二端子的第一电容；以及具有耦合到第一电感的第一端子和耦合 到负载的第二端子的第二电感。低通滤波器还包括以下子电路之一20 (i)第二电容和阻尼电阻的串联电路，将该串联电路与第一电容并联布置，或者(ii)第三电容和阻尼电阻的并联电路，将该并联电路与第一电容 串联布置，或者(iU)第三电感和阻尼电阻的串联电路，将该串联电路与第二电 25感并联布置，或者(iv)第四电感和阻尼电阻的并联电路，将该并联电路与第二电 感串联布置。常见的问题是将阻尼电阻与电容串联布置或与电感并联布置s这 与现有技术的转换器应用相反，在现有技术的转换器应用中，仅使用 30附加的LC滤波器而没有阻尼。但是，这些较无损的附加的LC滤波器具
有高品质因数并因此导致不期望的谐振。现有技术US5，905，407通过感 测在附加的LC滤波器的输入处的电压以及通过调整反馈来抑制这些 谐振。这使得反馈系统变复杂并且可以导致反馈循环的不稳定性或削 弱的性能。在小信号滤波应用中，使用出现在主电流回路中的阻尼电 5 阻来抑制LC滤波器中的谐振是众所周知的。但是，在这些小信号滤波 器中，阻尼电阻中的耗散并不是问题。相反地，在对DC-DC转换器的 输出电流进行滤波的低通滤波器中，转换器的电源效率是非常重要的 问题。在DC-DC转换器的滤波器中实现被抑制的小信号滤波器拓扑并 非是显而易见的，这是因为其具有通常所承认的缺点，即转换器的电10 源效率受到阻尼电阻中的高耗散的制约。本发明提供了电源系统中的低通滤波器，所述电源系统包括线性 放大器和DC-DC转换器的并联电路，所述滤波器具有特定的结构以避 免阻尼电阻中的附加的DC功率耗散，同时提供优良的HF抑制。本发明基于在转换器的主电流回路中不应出现阻尼电阻的观点。15 可以将阻尼电阻与电容串联到通常为地的参考电压。或者，将阻尼电 阻与电感并联。由于经过阻尼电阻的DC电流，这允许阻尼额外的LC 部件而没有阻尼电阻中的高耗散。因此，本发明基于两个观点。其一是可以通过将阻尼电阻与电容 串联从而阻塞DC电流、或者通过将阻尼电阻与电感并联从而由于电感20 的电阻小于电阻的电阻值而提供DC电流旁路，来避免阻尼电阻中的 DC功率耗散的观点。另一观点是为了改进对滤波器的HF(高频)抑制， 不应由阻尼电阻支配HF特性，而是必须由二阶LC特性来支配。可以通过两个等效电路获得传导可忽略的DC电流的电感和阻尼 电阻的串联电路。在第一电路中，将电容与阻尼电阻串联，将该串联25 电路与第一电容并联，该第一电容布置在第一电感和参考电压电平之 间的主电流路径中。在第二电路中，将电容与阻尼电阻并联，并将该 并联电路与第一电容串联。经过与额外的电感并联的电阻的DC电流是较小的，这是因为该电 阻的电阻值相对于与所述串联电路并联的电感的电阻值是较大的。可30以通过两个等效电路来获得该并联电路。在第一个电路中，将电感与
阻尼电阻串联布置，将该串联电路与布置于第一电感和负载之间的主 电路路径中的第二电感并联布置。在第二个电路中，将电感与阻尼电 阻并联布置，将该并联电路与第二电感串联布置。对于低频电流保持同样的推论。另一方面，滤波器的HF抑制是最佳的，这是因为并非将 5 其降级为一阶滤波器。在如权利要求2所述的实施例中，第二电流提供负载电流的直流和 低频部分，第一电流提供负载电流的高频部分。将交界频率定义为高 频成分在数量上与DC和低频成分相等时的频率。选择低通滤波器的带 宽为高于该交界频率，以使得在交界频率时其电流传输量足够大并且 10 滤波器不损害控制回路稳定性。在如权利要求3所述的实施例中，选择低通滤波器的带宽为低于 DC-DC转换器的幵关频率，以获得在开关频率时滤波器的电流传输抑 制。在如权利要求4所述的实施例中，低通滤波器包括第二电感以及第 15二电容和阻尼电阻的串联电路。第二电容具有至少小于第一电容的阻 抗的二分之一的阻抗。为了有效地影响滤波器性能，第二电容的阻抗 应该至少小于第一电容的阻抗的二分之一，但优选地是小于第一电容 的阻抗的十分之一。在如权利要求5所述的实施例中，第一电容、第二电容和第二电 20 感组成具有由第一电容、第二电容和第二电感确定的第一谐振频率以 及由第一电容和第二电感确定的第二谐振频率的谐振电路。第一谐振 频率低于第二谐振频率。选择第一电容、第二电容和第二电感的值以 获得低于DC-DC转换器的开关频率并高于交界频率的第二谐振频率。 将交界频率定义为包含经过负载的总电流的高频部分的第一电流的量 25 等于包含经过负载的总电流的直流和低频部分的第二电流的量时的频 率。如权利要求6所述的实施例，低通滤波器包括第二电感以及第三 电感和阻尼电阻的串联电路。为了有效地影响滤波器性能，第三电感 具有至少小于第二电感的阻抗的二分之一 (优选地小于第二电感的阻 30抗的十分之一)的阻抗。
如权利要求7所述的实施例，第一电容、第二电感和第三电感组 成具有由第一电容和第二电感的值确定的第一谐振频率以及由第一电 容、第二电感和第三电感确定的第二谐振频率的谐振电路。第一谐振 频率低于第二谐振频率。选择第一电容、第二电感和第三电感的值以 5 获得低于DC-DC转换器的开关频率并高于交界频率的第二谐振频率。 仍将交界频率定义为包含经过负载的总电流的高频部分的第一电流的 量等于包含经过负载的总电流的直流和低频部分的第二电流的量时的 频率。如权利要求8所述的实施例，线性放大器包括；第一放大器阶、 10二放大器阶以及差分输入阶。差分输入阶具有用于接收参考信号的正 相输入、用于接收与负载两端的系统输出电压成比例的电压的反相输 入、以及耦合到第一放大器阶的输入和第二放大器阶的输入的输出。第一放大器阶具有直接连接到负载的输出，用于向负载提供第一 电流。通过将第一放大器阶的输出直接连接到负载，不需要与第一放 15 大器阶的输出串联的、通常用于获得DC-DC转换器的控制电压的感 测电阻。第一放大器阶和第二放大器阶具有相匹配的组件，以获得与 第一电流成比例的第三电流。DC-DC转换器包括具有用于接收第三电 流所生成的电压的控制输入的控制器，用于控制DC-DC转换器向负 载提供的第二电流，以最小化第一电流的DC分量。 20 参照下文描述的实施例，本发明的这些和其它方面将是显而易见的并将被阐明。


在附图中25 图1示出了包括根据本发明的电源系统的装置的框图；图2示出了电源系统的框图和低通滤波器的实施例的电路图； 图3示出了电源系统的框图和低通滤波器的另一实施例的电路图；图4示出了低通滤波器的又一实施例的电路图；以及 30 图5示出了低通滤波器的再一实施例的电路图。 应当注意，不同图中具有相同标号的项目具有相同的结构特征和 相同的功能，或者是相同的信号。当这样的项目的功能和/或结构被说 明之后，没有必要在具体实施方式
中对其进行重复说明。
具体实施方式
图l示出了包括根据本发明的电源系统的装置的框图。仅以示例 方式地，所示出的装置为电信系统。电源系统在任何其它需要有效和 快速的电源的装置中是有益的，该电源能够高速改变输出电压或者能 够快速响应于该装置的电路的负载的变化。10 例如，用于2,5G、 3G或4G电信系统的高功率效率RF (高频)功率放大器RA需要快速的高功率效率的电源调制器。该电源调制器 或者电源系统向RF功率放大器RA提供快速可变电源电压。电源电 压VO适应于RF功率放大器RA将提供的输出功率。在诸如移动电 话的手持电池式通信设备中，电源系统对电源电压VO的快速和精确15的控制、以及因此对电源系统提供的电流的快速和精确的控制是特别 重要的，以最大化单次电池充电可以向系统供电的时间。电源电压VO 的电平仅在需要高输出功率的期间是髙的。因此， 一旦较低的输出功 率是可能的，电源电压VO的电平应该快速降低以最优地适应于较低 的输出功率，反之亦然。20 该电源系统包括线性放大器LA和DC-DC转换器CO。线性放大器LA包括差分输入阶OS3和放大器阶OSl和OS2。差分输入阶OS3 具有用于接收与输出电压VO成比例的电压的反相输入、用于接收参 考电压VR的正相输入以及用于提供误差信号VE的输出。放大器阶 0S1具有用于接收误差信号VE的输入以及用于直接向现在包括RP25 功率放大器RA的负载提供线性放大器LA的输出电流Il的输出。放 大器阶OS2具有用于接收误差电压VE的输入、用于通过电阻R3获 得电流I3的差分输出对，该电阻R3布置在该差分输出对之间。电流 13导致电阻R3两端的电压V3。DC-DC转换器CO的控制器(未示出) 使用电压V3以控制DC-DC转换器的开关以获得DC，DC转换器CO30的输出电流12。 DC-DC转换器包括开关部件SM和低通滤波器FI。
开关部件SM包括在开关处的控制该开关的控制器、以及耦合到该开 关的电感，以获得电感中的可变电流p准确的拓扑取决于所使用的 DC-DC控制器的类型。低通滤波器FI对开关部件SM所提供的电流12'进行滤波，以获 5得提供给负载的已滤波的电流12。滤波器FI抑制DC-DC转换器CO 的脉动。本发明关注于低通滤波器FI的结构。将另一参考电压VR'反馈给RF功率放大器RA。通常参考电压 VR仅包括振幅信息，而参考电压VR'则包括相位信息并可以包括振 幅信息。因此，如果RF放大器的输出功率必须快速增加，控制信号10 VR命令电源系统增加电流II和12。较慢的DC-DC转换器CO不能 立即跟上参考信号VR的快速步幅。线性放大器将负载所需要的电流 与DC-DC转换器CO所提供的电流12之间的差别作为电流II。 一旦 达到稳定状况，DC-DC转换器CO传递RF功率放大器所需要的电流 的DC和低频部分，并且电流II加上了 RF功率放大器RA所需要的15 电流的高频部分，并减去了DC-DC转换器CO的内在脉动(的一部分)。 代替将电流13转换为DC-DC转换器CO的控制电压的电阻R3，可以 使用电容来代替电阻R3或者将电容布置为反相放大器OS2的输入与 输出之间的Miller电容。代替用于控制DC-DC转换器CO的示出的拓扑(该拓扑包括线20 性放大器LA，该线性放大器LA具有其输出被直接连接到负载的放大 器阶0S1，以及生成与电流Il成比例的电流D的放大器阶OS2),可 以使用其它拓扑以控制DC-DC转换器CO。例如，尽管放大器OS1 到负载的直接连接具有不需要添加感测电流Il的元件的优点，但是这 样的元件可以在主电流回路中出现。该元件可以是电阻或另一电流传25 感器。现在，使用电阻两端的电压以控制DC-DC转换器CO，并且不 再需要放大器OS2。但是，这种出现在线性放大器LA的主电流回路 中的电流传感器影响回路稳定性并导致较高的耗散。图2示出了电源系统的框图和低通滤波器的实施例的电路图。 DC-DC转换器CO的开关部件SM包括控制器CON、开关SC、30开关SY和电感L1。开关SC和SY具有主电流路径，其被布置为串
联以接收输入电源电压VI。将电感Ll的一端连接到开关SC和SY的 主电流路径的接点。控制器分别使用控制信号DR1和DR2控制开关 SC和SY。必须注意的是，所示出的开关部件SM仅仅是一个示例。 电感L1可以是线圈或变压器。还可以有益地与其它DC-DC转换器共 5同使用现有的低通滤波器FI。线性放大器LA包括用于接收与输出电压VO成比例的电压VO， 的反相输入、用于接收参考电压VR的正相输入、用于将输出电流Il 直接提供给负载LO的输出、以及用于将电流13提供给DC-DC转换 器CO的开关部件SM的控制器CON的输出。电流13在被馈送到控10 制器CON之前可被转换为电压。可以将线性放大器LA构造为与图1 所示的相同。控制器CON接收电流I3以控制开关SC和SY，用于获 得使得电流Il的平均值基本为零的电流I2。将低通滤波器FI布置在节点NA处的电感Ll的自由端与节点NB 处的负载LO之间。负载LO包括平滑电容器CL和通常为电阻的负载15 阻抗RL的并联电路。经过负载LO的电流表示为IT。低通滤波器FI 包括布置在节点NA和NB之间的电感L2、布置在节点NA和地之间 的电容C1、以及布置在节点NA和地之间的电容C2和电阻R2的串 联电路。现在在下文说明低通滤波器FI的参数用于实际实现。这仅是示 20 例，其它实际实现也是可能的。第一个重要的参数是DC-DC转换器 CO的开关频率，在本特定示例中是IOMHZ。 DC-DC转换器CO向系 统添加了脉动电流。附加的滤波器FI应该抑制该脉动。另一个重要的 频率是交界频率，在该频率处低通滤波器FI的输出电流12对负载电 流IT的贡献在数量上基本等于线性放大器LA的输出电流II对负载 25电流IT的贡献。在所讨论的示例中，交界频率是0.2MHZ。应该设计附加的低通滤波器FI以在所述交界频率处获得足够大 的电流传输量。现在，滤波器并不妨害控制回路的稳定性。同时在开 关频率处其电流传输抑制足够大以获得足够的脉动抑制。图2所示的低通滤波器具有两个谐振频率<formula>formula see original document page 13</formula>其中FRES1 <FRES2。对于阻尼电阻R,2的小的数值，滤波器将在接近于谐振频率 5 FRES1的频率谐振，而对于电阻R2的大的数值，滤波器将在接近谐 振频率FRES2的频率谐振。在低通滤波器的实际实现中，电容C2必须具有至少是电容Cl 的值的两倍的电容C2，但是优选地是它的10至100倍或更大，以使 得电容C2和电阻R2的串联电路有效地影响滤波器性能。必须选择谐 10 振频率FRES2为低于幵关频率并高于交界频率。例如，可以选择谐振 频率FRES2为1.4MHZ。电感L2的值由参数确定，例如所需要的滤 波器输出电流12时的变化速率、电感L2的体积和尺寸以及电感L2 的饱和电流限度。优选地，在本示例中，其中开关频率是IOMHZ，在 从0.1一H至5/zH的范围内选择电感L2的值。例如，选择电感L2的 15 值为1^H。则电容C1的值是12nF。选择电容C2的值为电容Cl的 值的22.5倍C2=270nF。优选地，对于阻尼电阻R2，在接近特征阻抗ZKAR2的范围内选 择其数值20 优选地，将R2的电阻值的范围定义为在特征电阻ZKAR2的五分之一的较低限度与特征电阻ZKAR2的5倍的较高限度之间的数值。 在所讨论的示例中，特征电阻ZKAR2=4.2Q， R2的电阻值可以从1 至20Q的范围内选择，例如R2=4.7Q。在根据本发明的另一实施例中，将电感添加到电容C2和阻尼电25阻R2的串联电路中，以使得电感、电容C2和电阻R2的串联电路与
电容C1并联布置。电容C2的阻抗仍小于电容C1的阻抗。可以将电 感、电容C2和电阻R2的串联电路调谐到开关频率或另一基本高于该 低通滤波器的-3dB带宽的频率。图3示出了电源系统的框图和低通滤波器的另一实施例的电路 5图。该电源系统基于图2所示的电源系统。区别仅仅是将电容C2和 电阻R2的串联电路替换为电感L3和电阻R3的串联电路。将后者所 提及的串联电路与电感L2并联布置。 仍可指示两个谐振频率其中FRES1 <FRES2。对于阻尼电阻R3的大的数值，滤波器在接近于谐搌频率FRES1 的频率谐振，而对于阻尼电阻R3的小的数值，滤波器在接近于谐振 频率FRES2的频率谐振。
<formula>formula see original document page 14</formula>
在低通滤波器的实际实现中，电感L3必须具有至少比电感L2的值的二分之一小的值，但优选地是电感L2的IO至IOO分之一，以使 得电感L3和电阻R3的串联电路有效地影响滤波器性能。必须选择谐 振频率FRES2为低于DC-DC转换器的开关频率并高于交界频率。电 感L2的值由参数确定，例如所需要的滤波器输出电流12的变化速率、 电感L2的体积和尺寸以及电感L2的饱和电流限度。在本示例中，其 中开关频率是10MHZ，优选地，从0.1^H至5^H的范围内选择电感 L2的值。优选地，对于阻尼电阻R3，在接近特征阻抗ZKAR3的范围内选 择其数值-<formula>formula see original document page 14</formula> 优选地，R3的电阻值的范围被限定为特征阻抗ZKAR3的五分之一的 较低限度与特征阻抗ZKAR3的5倍的较高限度之间的值。在实际实施例中，选择以下数值谐振频率FRES2是1.4MHZ， 电感L2=l//H，电感L3 = 100nH，电容Cl=150nF ，特征阻抗 5ZKAR3=1.5Q，在从0.3Q至10fi的范围内选择电阻R3，例如，电阻 R3=1.5Q。必须注意的是，可以通过添加阻尼电阻来阻尼LC滤波器是已知 的。但是，由于通常在流动小的电流的应用中实施这些滤波器，阻尼 电阻中的耗散并不是问题。现在在下文中参考根据图2和3所示发明10 的实施例来讨论这些已知的阻尼方案。在现有技术的一个方案中，图2中的电容C2并未出现。或者类 似地，在图3中，电阻R3和电感L3的串联电路并未出现，并将阻尼 电阻R3与电感L2串联。该方法具有获得良好的高频抑制的优点，但 是具有在电阻中发生的高DC功率耗散的缺点。15 在另一现有阻尼技术中，图2所示的电容C1或图3中的电感U并未出现。尽管这些技术并未受到附加的DC功率耗散，它们具有关 于US5，卯5，407中所公开的四阶的二 LC部件的滤波器的减少的高频 抑制的缺点。在图2和3中，如上文的讨论所改进的，对于高频，具 有电容C2和电感L2的二阶部件的特性分别如同具有电阻R2和电感20 L2的一阶部件和具有电容C2和电阻R3的一阶部件。因此，仅获得 三阶滤波器而非四阶滤波器。本发明的目的是避免阻尼电阻中的附加的DC功率耗散，同时提 供良好的HF抑制(即四阶LC特性)。在根据本发明的另一实施例中，添加与阻尼电阻R3并联的电容，25 以使得电阻R3和该电容的并联电路与电感L3串联。电感L3的阻抗 仍小于电感L2的阻抗。可以将该电容和电阻R3的并联电路与电感 L3的串联电路调谐到开关频率或基本高于该低通滤波器的-3dB带宽 的另一频率。图4示出了低通滤波器的另一实施例的电路图。图4示出了图2 30的包括第一电感U和低通滤波器FI的部分，其布置于节点NA和NB
之间。将图2的电容C2和阻尼电阻R2的串联电路与电容C1的并联 电路替换为等效电路，即电容CA和CB及与电容CB并联的阻尼电 阻RB的串联电路。将电容CA和CB的串联电路布置于节点NA和参 考电压电平(GND)之间。电容CA替换图2的电容C1。 5 根据为图2所示的等效电路所选择的值可以容易地确定电容CA、 CB和电阻RB的值 CA = Cl + C2CB = (Cl+C2) * Cl/C2RB - R2 * (C2*C2 / ((C1+C2)*(C1+C2)))10 图5示出了低通滤波器的另一实施例的电路图。图5示出了图3的包括第一电感U和低通滤波器FI的部分，其布置于节点NA和NB 之间。将阻尼电阻R3和电感L3的串联电路替换为电感LD和阻尼电 阻RD的并联电路。将该并联电路与替换图3的电感L2的电感LC串联。15 根据为图3所示的等效电路所选择的值可以容易地确定电感LC、 LD和电阻RD的值LC = L2 * L3 / (L2 + L3) LD = * L2 / (L2 + L3)RD = R3 * (L2*L2 / ((L2+L3)*(L2+L3)))20 应该注意的是，上述的实施例描述了而非限定了本发明，本领域的技术人员将能够设计诸多可选的实施例而不背离所附的权利要求的 范围。在权利要求中，括号中的任何附图标记不应被解释为限定本发 明。对术语"包括"及其变化形式的使用并非排除除了权利要求中所 25述的元件或步骤之外的元件或步骤的存在。元件之前的词语"一"或 "一个"并非排除数个这种元件的存在。本发明可以通过包括数个相 异的元件的硬件来实现，也可以通过适当编程的计算机来实现。在设 备权利要求中列举了数个装置，这些装置中的数个可以通过一个相同 的硬件项目来实施。在互不相同的从属权利要求中描述了某些方法的 事实并非指示不能使用这些方法的组合以获得优点。
权利要求
1、一种电源系统，包括线性放大器(LA)和直流-直流转换器(CO)的并联电路，其中线性放大器(LA)具有向负载(LO)提供第一电流(I1)的放大器输出；以及DC-DC转换器(CO)包括用于向负载(LO)提供第二电流(I2)的转换器输出、第一电感(L1)以及耦合到第一电感(L1)的用于生成第一电感(L1)中的可变电流的开关(SC)、以及布置于第一电感(L1)和负载(LO)之间的低通滤波器(FI)，该低通滤波器(FI)包括第一电容(C1；CA)，具有耦合到开关(SC)的第一端子和耦合到参考电压电平(GND)的第二端子，第二电感(L2；LC)，具有耦合到第一电感(L1)的第一端子和耦合到负载(LO)的第二端子，以及下列元件中的任意一种(i)第二电容(C2)和阻尼电阻(R2)的串联电路，该串联电路与第一电容(C1)并联，或者(ii)第三电容(CB)和阻尼电阻(RB)的并联电路，该并联电路与第一电容(CA)串联，或者(iii)第三电感(L3)和阻尼电阻(R3)的串联电路，该串联电路与第二电感(L2)并联，或者(iv)第四电感(LD)和阻尼电阻(RD)的并联电路，该并联电路与第二电感(LC)串联。
2、如权利要求1所述的电源系统，其中，在使用中，第二电流(12)提供经过负载(LO)的总电流的直流和低频部分，第一电流(Il) 提供经过负载(LO)的总电流的高频部分，交界频率被定义为高频部 分在数量上与直流和低频部分相等时的频率，其中选择低通滤波器 (FI)的带宽为高于该交界频率。 30
3、如权利要求1所述的电源系统，其中，选择低通滤波器(FI) 的带宽为低于直流-直流转换器(CO)的开关频率，以获得在开关频 率时对低通滤波器(FI)的电流传输抑制。
4、 如权利要求l所述的电源系统，其中，低通滤波器(FI)包 括第二电感(L2)以及第二电容(C2)和阻尼电阻(R2)的串联电路，5其中第二电容(C2)具有至少小于第一电容(Cl)的阻抗的二分之一 的阻抗。
5、 如权利要求4所述的电源系统，其中，第一电容(Cl)、第 二电容(C2)和第二电感(L2)组成具有由第一电容(Cl)、第二电 容(C2)和第二电感(L2)确定的第一谐振频率以及由第一电容(Cl)10 和第二电感(L2)确定的第二谐振频率的谐振电路，该第一谐振频率 低于该第二谐振频率，其中选择第一电容(Cl)、第二电容(C2)和 第二电感(L2)的值以获得低于直流-直流转换器(CO)的开关频率 并高于交界频率的第二谐振频率，其中将交界频率定义为在使用中提 供经过负载(LO)的总电流的高频部分的第一电流(II)在数量上等15于提供经过负载(LO)的总电流的直流和低频部分的第二电流(12) 时的频率。
6、 如权利要求1所述的电源系统，其中，低通滤波器(FI)包 括第二电感(L2)以及第三电感(U)和阻尼电阻(R3)的串联电路， 其中第三电感(L3)具有至少小于第二电感(L2)的阻抗的二分之一20 的阻抗。
7、 如权利要求6所述的电源系统，其中，第一电容(Cl)、第 二电感(L2)和第三电感(L3)组成具有由第一电容(Cl)和第二电 感(L2)的值确定的第一谐振频率以及由第一电容(CI)、第二电感(L2)和第三电感(L3)确定的第二谐振频率的谐振电路，该第一谐 25 振频率低于该第二谐振频率，其中选择第一电容(C1)、第二电感(L2) 和第三电感(L3)的值以获得低于直流-直流转换器(CO)的开关频 率并高于交界频率的第二谐振频率，其中将交界频率定义为在使用中 提供经过负载(LO)的总电流的高频部分的第一电流(II)在数量上 等于提供经过负载(LO)的总电流的直流和低频部分的第二电流(12) 30 时的频率。
8、 如权利要求1所述的电源系统，其中，线性放大器(LA)包括第一放大器阶(0S1),具有直接连接到负载(LO)的输出，用 于向负载(LO)提供第一电流(11)， 5 第二放大器阶(OS2)，用于生成与第一电流(II)成比例的第三电流(13)，该第一放大器阶(OSO和该第二放大器阶(OS2)具有 相匹配的组件，以及差分输入阶(OS3)，具有用于接收参考信号(VR)的正相输入、 用于接收与负载(LO)两端的系统输出电压(VO)成比例的电压的 10反相输入、以及耦合到第一放大器阶(0S1)的输入和第二放大器阶 (OS2)的输入的输出，其中直流-直流转换器(CO)还包括具有用于 接收第三电流(13)所生成的电压以控制第二电流(12)的控制输入 的控制器(CON)，用于最小化第一电流(II)的直流分量。
9、 一种装置，包括如权利要求l所述的电源系统，其中，负载 15 (L0)包括该装置的电路。
10、 如权利要求9所述的装置，该装置包括电信系统，其中负 载(LO)包括射频放大器(RA)。全文摘要
一种包括线性放大器(LA)和DC-DC转换器(CO)的并联电路的电源系统。线性放大器(LA)具有放大器输出，以向负载(LO)提供第一电流(II)。DC-DC转换器(CO)包括用于向负载(LO)提供第二电流(I2)的转换器输出、第一电感(L1)和耦合到第一电感(L1)以生成第一电感(L1)中的电流的开关(SC)，在第一电感(L1)和负载(LO)之间布置的低通滤波器(FI)。低通滤波器(FI)包括具有耦合到开关(SC)的第一端子和耦合到参考电压电平(GND)的第二端子的第一电容(C；CA)、以及具有耦合到第一电感(L1)的第一端子和耦合到负载(LO)的第二端子的第二电感(L2；LC)。低通滤波器还包括(i)第二电容(C2)和阻尼电阻(R2)的串联电路，将该串联电路与第一电容(C1)并联布置；或者(ii)与第一电容(CA)串联布置的、第三电容(CB)和阻尼电阻(RB)的并联电路；或者(iii)与第二电感(L2)并联布置的、第三电感(L3)和阻尼电阻(R3)的串联电路，或者(iv)与第二电感(LC)串联布置的、第四电感(LD)和阻尼电阻(RD)的并联电路。
文档编号H03F3/20GK101164228SQ200680013375
公开日2008年4月16日 申请日期2006年4月12日 优先权日2005年4月20日
发明者保罗·安东尼·穆尔, 布里安·明尼斯, 德克·瑞夫曼, 皮埃特·G·布兰肯 申请人:Nxp股份有限公司