D类功率放大器的制作方法

专利名称：D类功率放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及的D类功率放大器100具有切换控制信号产生电路137。
模拟信号处理部130具有放大器132、134、136以及信号切换电路135。对这三个 放大器提供相同大小的电源电压E1。模拟输入信号Sinl输入信号输入端子120后，模拟输 入信号Sinl经由电阻131输入放大器132的倒相输入端子(_)。对放大器132的非倒相 输入端子(+)提供电源电压E1的1/2的大小即E1/2的直流电压。放大器132构成由电阻 131和133确定放大幅度的负反馈形式的倒相放大电路(inverting amplifier).放大器 132的输出端子连接于信号切换电路135的第1端子135a。由此，与信号切换电路135的 导通或关断的工作状态无关地，模拟信号总是提供给第1端子135a。在模拟信号为声音信 号时，其频率大致是20Hz 20KHz。放大器134与信号切换电路135的导通或关断的工作状态无关地作为电压跟随器 (voltage follower)而工作，放大器134的输出端子连接于信号切换电路135的第2端子 135b。由此，与信号切换电路135的导通或关断的工作状态无关地，在信号切换电路135的 第2端子135b中总是提供是直流电压的基准电压Elr。基准电压Elr被选择为与电源电压 E1相等，即Elr = El。S卩，从放大器134提供给第2端子135b的电压的大小被选择为与放 大器134、132的电源电压E1相同的大小。从切换控制信号产生电路137经由信号导出线138对信号切换电路135的控制端 子135c施加切换控制信号Sml2、Sm34。切换控制信号Sml2、Sm34分别是从静噪开向静噪 关、从静噪关向静噪开切换电路动作的信号。输出端子135d输出提供给第1端子135a的 模拟信号或者提供给第2端子135b的直流电压Elr的任一个。即，在输出端子135d选择 第1端子135a时，放大器136的输出端子中出现的模拟信号Sin2经由放大器136传达到 后级的扬声器RL。另一方面，在输出端子135d选择第2端子135b时，模拟输入信号Sinl 不提供给放大器136。因此到后级的扬声器RL的信号传达被切断。此时进入静噪开的动作 模式。信号切换电路135的输出端子135d从第1端子135a切换为第2端子135b时，动 作模式从静噪关切换为静噪开。相反，在从第2端子135b切换为第1端子135a时，动作模 式从静噪开切换为静噪关。控制信号切换电路135的是从切换控制信号产生电路137施加的切换控制信号 Sml2、Sm34。由切换控制信号产生电路137经由信号导出线138在规定的时间对控制端子 135c施加切换控制信号Sml2以及Sm34。切换控制信号Sml2、Sm34分别从静噪开向静噪 关、从静噪关向静噪开切换电路动作。此外，分别从静噪开向静噪关以及从静噪关向静噪开 转移时的模式切换利用不陡峭地进行地设定的规定时间缓慢地进行。该规定时间相当于模 式切换时间tml2、tm34。模式切换时间tml2、tm34通常设定为数十ms 数百ms的时间。 通过使模式切换时间tml2、tm34具有规定的长度，能够防止模式切换时，例如静噪开/关的 切换时容易产生的异常音即爆破噪声的产生。信号切换电路135的输出端子135d中输出的模拟信号或直流电压传达给放大 器136。由上述可知，模拟信号传达给放大器136的状态是静噪关的动作模式，直流电压 Elr( = El)传达给放大器136的状态是静噪开的动作模式。另外，放大器136的电源电压 E1被设定为与提供给放大器132、134的电源电压E1相等。放大器136还具有作为前级的 信号切换电路135和后级的积分电路140之间的缓冲器(buffer)的功能。在静噪关的动作模式的情况下，从放大器136输出的模拟信号输入构成积分电路140的电阻144的一端。电阻144的另一端连接于放大器142的倒相输入端子(_)。电阻 144和电容器146是为了对模拟信号进行积分而准备的，由它们的常数的积来决定积分时 间常数。在放大器142的非倒相输入端子(+)中施加信号输出端子190的直流电压被调整 为Vcc/2的大小的电压。由此，信号输出端子190的直流电压被保持为Vcc/2。积分电路140的输出即从放大器142输出的积分信号S50输入到PWM电路150。 PWM电路150由所谓的他激振荡型PWM方式构成。他激振荡型PWM方式所用的PWM电路中 需要三角波信号，所以准备生成三角波信号Ps的VC0160。本来，PWM电路150中不是一定 需要矩形波信号，但在本发明中为了提供给后述的占空比调整电路200，在VC0160中除了 三角波信号Ps之外还生成作为矩形波信号的VC0时钟信号CKvco。VC0时钟信号CKvco的 上升沿以及下降沿分别与三角波信号Ps的最大值和最小值同步，并且占空比为大致50% 的矩形波信号。在PWM电路150中输入两个信号输出一个信号。一个是从积分电路140侧输入 的积分信号S50，另一个是三角波信号Ps。这二者的信号电平在设置在PWM电路150中的 未图示的比较器中进行比较，并且该比较结果被脉冲宽度调制为二进制信号作为PWM信号 P50而输出。将从PWM电路150输出的PWM信号P50输入到占空比调整电路200的输入端子 202。占空比调整电路200构成本发明的特征之一、输入两个信号输出一个信号的电路结 构。对占空比调整电路200的输入端子202输入PWM电路150的输出信号即PWM信号 P50，对另一个输入端子252输入由VC0160生成的VC0时钟信号CKvco。VC0时钟信号Ckvco 是与三角波信号Ps同步的矩形波状的信号。占空比调整电路200的输出信号从输出端子 290取出。从输出端子290取出的输出信号与输入到输入端子202的PWM信号P50大致相 同，但在占空比为0%以及100%的附近的情况下，PWM信号P50被调整为规定的占空的大 小。PWM信号P50的占空比为例如3%以下，即0% 3%的PWM信号P50 —致被补正为占 空比为大约3%的PWM信号。同样，占空比为97%以上，即占空比为97% 100%的PWM信 号P50 —致被补正为占空比为大约97%的PWM信号。但是，对于占空比为例如3% 97% 的PWM信号P50，不执行占空比的调整。另外，占空比为0 %以及100 %的PWM信号P50的占 空比分别被调整为3 %以及97 %。占空比调整电路200调整PWM信号的占空比的范围不是0 % 100 %的全范围，而 是规定的范围，这与前述相同。此外，在静噪为关的动作模式时执行占空比的调整。因此， 占空比调整电路200不设置前面所述的放大器134以及信号切换电路135，S卩，也能够应用 于第1端子135a和输出端子136短路的电路结构下。即也能够应用于没有静噪开/关功 能的D类功率放大器。另外，静噪开时以及静噪的切换时，占空比调整电路200工作。静噪 开时，占空比被调整为3%，但由第1驱动器170以及第2驱动器180功率晶体管TR1、TR2 的动作被切断。静噪的切换时，PWM信号P50的占空比从3%向50%、此外从50%向3%分 别进行调整。占空比调整电路200调整PWM信号的占空比的范围能够通过输入到输入端子252 的VC0时钟信号CKvco的信号处理以及逻辑处理来调整。详细情况通过后述的图4、图5的 说明会变得清楚。
从占空比调整电路200的输出端子290输出且占空比被调整后的PWM信号输入到 第1驱动器170以及第2驱动器180。在输出端子290和第2驱动器180的信号路径中设 置反相器(inverter) 152，输入与输入到第1驱动器170的PWM信号极性相反的PWM信号。第1驱动器170以及第2驱动器180与本发明的技术思想没有直接的关系，所以 为了说明的方便而非常简单地示出。本领域技术人员能够容易地类推出在第1驱动器170 中含有未图示的死区时间生成电路、电平移位电路、高侧栅极驱动器。同样能够比较容易地 类推出在第2驱动器180中含有死区时间生成电路、低侧栅极驱动器。总之在本发明的实 施方式1中，这种驱动器能够采用以前熟知的驱动器。将从第1驱动器170以及第2驱动器180输出的PWM信号分别输入到功率晶体管 TR1、TR2。对功率晶体管TR1的例如漏极电极提供电源电压Vcc，其源极电极连接于功率晶 体管TR2的例如漏极电极，功率晶体管TR2的源极电极连接于接地电位(GND)。两个功率晶 体管级联连接即串联连接，它们的公共连接点连接于信号输出端子190。在信号输出端子190中输出脉冲宽度调制后的PWM输出信号P190。该PWM输出信 号P190经由反馈电阻182反馈到PWM电路150的输入侧。通过从D类功率放大器的输出 侧向输入侧实施负反馈从而谋求D类功率放大器整体失真的降低。在信号输出端子190和接地电位GND之间，串联连接有低通滤波器、扬声器以及耦 合电容器。构成低通滤波器的电感器L1以及电容器C1连接。低通滤波器是为了将信号输 出端子190中输出的PWM信号解调为原模拟信号即被调制之前的状态的信号而准备的。电 感器L1的电感是例如数十PH，电容器C1的电容值是lyF左右。扬声器RL的阻抗例如能 够选择40、60、80以及16Q中的一个。此外，用于阻止直流分量的耦合电容器CO的电 容值被选为数百PF 数千yF。扬声器RL的一端连接于电感器L1以及电容器C1的公共 连接点连接，其另一端连接于耦合电容器CO的一端，耦合电容器CO的另一端连接于接地电 位(GND)。在信号输出端子190中产生P丽输出信号P190，在扬声器RL的一端即信号导出线 194中产生模拟信号SRL，在其另一端即耦合电容器CO的一端(信号导出线196)产生信号 SCO。图2是本发明的实施方式1涉及的

图1的主要部件的信号波形图。尤其示意性地 示出D类功率放大器100的模拟信号处理部130、积分电路140以及VC0160的一部分的各 节点(node)中产生的信号的经时变化。图2(a)示出从静噪开转移到静噪关再从静噪关即 通常的动作状态再次转移到静噪开时模拟信号处理部130的输出端子即放大器136的输出 端子中产生的模拟信号Sin2的变化。时刻t0 tl表示静噪开的状态。在该期间放大器136的输出端子中产生的模拟 信号Sin2仅为直流电压，与电源电压E1大致相等。时刻tl t2是用于解除静噪开的转 移期间。该期间因为静噪开的工作渐渐变弱所以也称为软静噪期间。在该期间中，静噪的 作用渐渐被解除，所以在模拟信号Sin2中渐渐表现为直流电压中重叠了交流分量的信号 的信号。此时，直流电压从电源电压E1的大小渐渐减小到其1/2大小。到达时刻t2时，静 噪完全被解除，向通常的接收状态转移。时刻t2 t3的期间，静噪完全被解除进入通常的 接收状态。该期间中出现的模拟信号Sin2成为如下信号直流电压成为E1/2、在该E1/2 的直流电压中重叠了交流分量的信号。时刻t3 t4的期间是为了从静噪关即通常的接收状态再次进入静噪开的转移期间。时刻t3 t4的期间被设定为与之前的时刻tl t2的 期间大致相同的时间。该期间，模拟信号Sin2的交流分量的振幅值渐渐减小，到达时刻t4 时再次表现时刻t0 tl所表现的相同的直流电压E1。时刻t4以后是静噪开的持续期间。 另外，时刻tl t2的期间以及时刻t3 t4的所谓的软静噪的时间由切换控制信号产生 电路137设定。控制静噪的开/关的切换控制信号138由切换控制信号产生电路137生成。切 换控制信号产生电路137例如可以组合阶梯电阻和计数器来构成，此外还可以利用电荷泵 (charge pump)电路来生成切换控制信号138。此外，锯齿波状或三角波状的切换控制信 号能够使电容器充放电或者由利用了运算放大器的米勒(Miller)积分电路比较容易地生 成。图2 (b)示意性地示出积分电路140的输出中产生的积分信号S50和从VC0160输 出的三角波信号Ps的经时变化。另外，图2(b)所示的积分信号S50不是一定表示实质的 积分信号。为了说明方便，示意性地表示占空比为50%的PWM信号的平均电压。图2(b)所示的三角波信号Ps由与模拟信号处理部130以及积分电路140电分离 的VC0160生成，所以不直接受到静噪开以及静噪关的影响。因此，不依赖于时间t的经时 变化，总是连续地产生恒定的三角波信号Ps。另一方面，积分信号S50被依赖于静噪的开/ 关的模拟信号处理部130以及积分电路140的电路动作状态所左右，所以在从静噪开向静 噪关变迁时，积分信号S50从时刻tl由低电平渐渐持续增加，在时刻t2大致达到规定的电 平。积分信号S50达到规定的电平后，PWM电路150进入正常工作期间。通过这样的电路 结构和电路动作，与未设置时刻tl t2的所谓的软静噪期间的电路结构相比，能够使占空 比从0%缓慢地达到50%，所以能够排除从静噪开向静噪 关的动作模式切换时容易产生的 爆破噪声的产生。此外，在从静噪关即通常的接收状态向静噪开切换动作模式时，也同样。S卩，从静 噪关向静噪开切换动作模式的时刻t3至t4，积分信号S50缓慢减小，最终收敛为低电平，所 以能够使PWM信号的占空比从50%缓慢地向0%变化。由此能够排除静噪开/关时容易产 生的爆破噪声的产生。如以上说明的那样，在本发明中，在从静噪开向静噪关以及该相反的动作模式切 换中，不使这些动作陡峭地进行而是缓慢地向规定动作转移，所以能够排除陡峭的切换时 容易产生的爆破噪声的产生。图3A、图3B也是为了说明静噪开/关的电路动作而准备的附图。尤其示意性地示 出在静噪开/关时扬声器RL的两端产生的信号波形。图3A表示在图1中从静噪开向静噪 关、图3B表示从静噪关向静噪开分别切换动作模式时的信号波形图。图3A(a)示意性地示出由切换控制信号产生电路137经由信号导出线138施加给 信号切换电路135的控制端子135c的切换控制信号Sml2，图3A(b)示意性地示出扬声器 RL的两端产生的信号。在静噪开的动作模式中是当然的情况，扬声器RL的一端产生的信 号SRL以及扬声器RL的另一端即耦合电容器CO的一端产生的信号SCO都是低电平。如前 所述，在从静噪开向静噪关切换动作模式时，不陡峭地切换信号切换电路135而是在规定 时间即模式切换时间tml2的期间缓慢地切换。模式切换时间tml2相当于图2所示的时刻 tl t2的期间。此外，模式切换时间tml2在数十ms 数百ms的范围设定。使该时间太短时，不能完全地排除爆破噪声的产生。此外，若静噪开/关的动作切换时间变长，则对于 电路动作整体产生不自然感，所以不优选。在本发明的实施方式1中模式切换时间tml2是 50ms 150ms，更优选为90ms左右。模式切换时间tml2如前所述为50ms 150ms，并且试着采用了对信号切换电路 135施加如下信号的电路结构，即，在该时间内电平变迁例如2的11次方、即2048步的信 号。切换控制信号Sml2的信号形状是在模式切换时间tml2的期间使信号电平缓慢变化的 形状。确认了对信号切换电路135施加图3A(a)所示那样的切换控制信号Sml2时，在 扬声器RL的两端便产生图3A(b)所示的信号。在图3A(b)中，还确认了在扬声器RL的一 端即信号导出线194产生信号SRL，在扬声器RL的另一端即信号导出线196即耦合电容器 CO的一端产生信号SCO。尤其因为耦合电容器CO的一端产生的信号SCO在模式切换时间 tml2的期间缓慢地增加，所以由耦合电容器CO的陡峭的电位变动而产生的爆破噪声的产 生大幅减小。图3B示出从静噪关向静噪开切换动作模式时扬声器RL的两端产生的信号波形。 图3B所示的信号波形本质上与图3A所示的信号波形相同。即，信号SRL、SCO与切换控制 信号Sm34的切换一起在模式切换时间tm34中使信号缓慢地减小，最终收敛为低电平。另 外，模式切换时间tm34相当于图2所示的时刻t3 t4的期间。通过这样，能够抑制静噪 开/关时容易产生的爆破噪声的产生。此外，这样的电路动作不仅在静噪开/关时，对电 源电压的软起动动作也起作用，所以还能够排除电源电压接通以及切断时容易产生的爆破 噪声。另外，模式切换时间tm34可以与图3A(a)所示的模式切换时间tml2相同而设定为 50ms 150ms的大小。以上是关于排除静噪开/关时容易产生的爆破噪声的电路功能的说明。下面，对 排除本发明者发现的在PWM信号的占空比为0%以及100%附近产生的爆破噪声的电路功 能进行说明。图4示出本发明涉及的占空比调整电路200的模块电路图。占空比调整电路200 构成分别输入信号分量不同的两种信号、输出一个信号的电路结构。两个输入信号的一个 是输入端子202中输入的占空比为0% 100%的PWM信号P50。PWM信号P50是包括成 为占空比的调整对象的PWM信号以及占空比的调整对象外的PWM信号的PWM信号的全信 号。另一个输入信号是对VC0时钟信号输入端子252输入的VC0时钟信号CKvco。一个输 出信号从输出端子290输出。从输出端子290输出的PWM信号P290是模拟信号被脉冲宽 度调制后的二进制信号，在占空比为0%的附近占空比被调整为例如3%左右、在占空比为 100%的附近占空比被调整为例如97%左右的PWM信号。此外，PWM信号P50的占空比为例 如3% 97%的范围的PWM信号P50原样输出到输出端子290。因此，例如占空比为50% 的PWM信号不接受占空比的调整而输入到输入端子202中的状态的PWM信号P50原样输出 到输出端子290。另外，前面也进行了叙述，占空比为0%以及100%的PWM信号P50的占空 比分别被调整为3%以及97%。输入端子202中输入的PWM信号P50被输入到锁存电路210。锁存电路210具有 临时存储PWM信号P50的电路功能。锁存电路210的电路动作由第1开关控制信号Csw以 及第2开关控制信号XCsw来进行导通/关断控制。锁存电路210构成为在第1开关控制信号Csw例如从低电平变迁为高电平时导通，在其相反的定时关断。锁存电路210能够采 用利用传输门的电路方式、利用交叉耦合构成NAND电路或NOR电路的电路方式等。这样的 几个方式的锁存电路是本领域技术人员公知的。例如，能够利用由MOSFET构成的一个传输 门和临时存储数据(PWM信号)的电容器来构成锁存电路210。此外，还可以利用两个传输 门和两个反相器来构成锁存电路。在本发明的实施方式1中试着采用了后者的锁存电路。 详细的电路动作在后述中变得明了。将从锁存电路210取出的锁存输出信号输入到反相器215，反转信号极性。与非 (NAND)电路216的第1输入端子中输入锁存输出信号的反转信号。对与非(NAND)电路216 的第2输入端子输入输入到输入端子252的VCO时钟信号Ckvco由反相器254反转了极性 的反转信号。在与非(NAND)电路216的输出中，取出输入端子202中输入的PWM信号P50、 与输入端子252中输入的VCO时钟信号CKvco的与输出，被取出的与输出信号被输入到RS 触发器(flip-flop) 220的置位端子S。另外，与非(NAND)电路216、226还可以由与(AND) 电路和反相器构成。此外，还可以在与非(NAND)电路216、226的前级或者后级设置多级的 反相器。从锁存电路210取出的锁存输出信号除了反相器215之外，还输入到与非(NAND) 电路226的第1输入端子。即，与非(NAND)电路226的第1输入端子中输入与锁存输出信 号相同极性的、所谓的正相信号。与非(NAND)电路226的第2输入端子连接于输入端子 252，所以对该与非(NAND)电路226的第2输入端子输入与VCO时钟信号CKvco同极性即 正相信号。因此，与非(NAND)电路226的输出中，输出从锁存电路210输出的PWM信号与 VCO时钟信号CKvco的与非输出信号。与非(NAND)电路226的输出信号被输入到RS触发 器220的复位端子R。如前所述，与非(NAND)电路216、226的输出信号分别被输入到RS触发器220的 置位端子S以及复位端子R。S卩，与非(NAND)电路216、226是为了驱动RS触发器220而 准备的。通过这样的电路结构，在RS触发器220的输出中，能够使从锁存电路210输出的 PWM输出信号与VCO时钟信号CKvco同步之后输出。输入端子252中输入的VCO时钟信号Ckvco由图1所示的VC0160生成，且与三角 波信号Ps同步。基于VCO时钟信号Ckvco从而生成三角波信号Ps，此外进行其相反的波形 整形、基于三角波信号Ps从而进行波形整形生成VCO时钟信号Ckvco，对本领域技术人员 来说是显而易见的。在基于为了 PWM电路150用而准备的三角波信号Ps从而生成VCO时 钟信号Ckvco的情况下，VCO时钟信号CKvco的频率被唯一地决定。这里“唯一”的意思是 指，VCO时钟信号CKvco的频率不能设定为与三角波信号Ps的频率不同的大小。它们的频 率一般从数百KHz 数MHz的范围中选择，在本发明的实施方式1中，频率f为f = 500KHz 时，其周期Tl为Tl = 2μ s,占空比为50%。输入端子252中输入的VCO时钟信号Ckvco被输入到反相器254。反相器254使 VCO时钟信号CKvco的信号极性反转，并且具有作为与次级的电路连接的缓冲器的功能。另 外，占空比调整电路200中除了反相器254之外还采用了几个反相器，这些反相器为了上述 的目的而准备，此外，还为了使信号延迟规定时间而准备。反相器254的输出信号被输入到 第1最小脉冲宽度信号生成电路260。另外，反相器254可以不是单个的而是串联连接多个 反相器来构成。
第1最小脉冲宽度信号生成电路260在与输入端子252中输入的VCO时钟信号 CKvco的周期Tl的关系下，生成保持了规定的调整率的最小脉冲宽度的信号。所谓规定的 调整率是几个百分点的等级，例如是0% 5%的范围。具有保持为规定的调整率的脉冲宽 度的信号即第1最小脉冲宽度信号是为了调整并控制PWM信号的占空比而生成的。在将规 定的调整率设定为例如3%时，生成相当于VCO时钟信号CKvco的周期的3%的脉冲宽度的 信号。例如，在使VCO时钟信号CKvco的频率为500KHz时，其周期Tl成为Tl = 2μ s，其 3%成为2μ sX3%= 60ns。因此，生成脉冲宽度为60ns的信号也就是生成保持为规定的 调整率的脉冲宽度的信号。最小脉冲宽度的大小不外是决定占空比的调整率。当前，假设 占空比的调整率为3%，则占空比为0% 3%以及97% 100%的PWM信号P50成为调整 的对象。换言之，具有3% 97%的占空比的PWM信号P50成为调整的对象外。在与非(NAND)电路272的第1输入端子以及第2输入端子中分别输入第1最小 脉冲宽度信号生成电路260的输出信号以及VCO时钟信号Ckvco，这两个信号的与非信号从 与非(NAND)电路272的输出端子输出。与非(NAND)电路272的输出信号被输入到反相器 273，反相器273的输出信号被输入到或非(NOR)电路228的第2输入端子。此外，反相器 273的输出信号也被输入到或非(NOR)电路274的第1输入端子。对第2最小脉冲宽度信号生成电路280的输入端子输入输入端子252中输入的 VCO时钟信号CKvco。第2最小脉冲宽度信号生成电路280被设定为与第1最小脉冲宽度 信号生成电路260大致相同的电路结构。第2最小脉冲宽度信号生成电路280的输入中直 接输入VCO时钟信号Ckvco，与此相对第1最小脉冲宽度信号生成电路260中经由反相器 254而输入，因此两者相互不同。如下地构成电路结构，即第1、第2最小脉冲宽度信号生 成电路260、280的任一个与VCO时钟信号CKvco的上升沿tr同步从而生成最小脉冲宽度 的信号时，另一个与其下降沿tf同步从而生成最小脉冲宽度的信号。第1、第2最小脉冲宽度信号生成电路260、280可以通过基于电阻与电容器的积分 电路、和施密特触发器电路的组合来构成。此外，还可以利用单稳态多频振荡器来生成规定 的最小脉冲宽度的信号。与非(NAND)电路292的第1、第2输入端子中分别输入由第2最小脉冲宽度信号 生成电路280生成的信号以及VCO时钟信号Ckvco通过反相器254反转了极性后的信号。 通过这样的电路结构，与非(NAND)电路292中输出这两个信号的与非信号。实质上，输出 与由第2最小脉冲宽度信号生成电路280生成的信号相同的信号。与非(NAND)电路292 的输出信号由反相器293反转了信号极性之后，输入或非(NOR)电路274的第2输入端子。 此外，与非(NAND)电路292的输出信号也输入到与非(NAND)电路295的第2输入端子。对或非(NOR)电路274的第1、第2输入端子输入由第1、第2最小脉冲宽度信号生 成电路260、280分别生成的信号时，或非(NOR)电路274的输出端子中输出合成两个信号 后的信号。该信号作为控制锁存电路210的导通/关断的第1开关控制信号Csw而生成。 此外，第1开关控制信号Csw由反相器275反转信号极性，生成第2开关控制信号XCsw。即， 第2开关控制信号XCsw具有反转了第1开关控制信号Csw的极性的互补关系，并且与第1 开关控制信号Csw同样地用作对锁存电路210的导通/关断进行控制的信号。另外，对于 本领域技术人员来说显而易见的是，或非(NOR)电路274的电路功能还能够由或(OR)电路 和反相器的组合来构成。
第1、第2开关控制信号Csw、XCsw是为了控制锁存电路210而准备的，其信号分 量都仅有输入端子252中输入的VCO时钟信号CKvco的信号分量，各自的脉冲宽度被设定 为VCO时钟信号CKvco的数百分比的等级。第1、第2开关控制信号CSW、XCSW的脉冲宽度 Wswl、Wsw2在占空比调整电路200中决定占空比的调整率。另外，脉冲宽度Wswl、Wsw2由 第1、第2最小脉冲宽度信号生成电路260、280设定。对或非(NOR)电路228的第1以及第2输入端子，分别输入RS触发器220的Q输 出信号以及经由与非(NAND)电路272以及反相器273输入由第1最小脉冲宽度信号生成 电路260生成的信号。由此或非(NOR)电路228的输出中输出两个信号的或非信号。从RS 触发器220输出的Q输出信号是PWM信号P50和VCO时钟信号Ckvco这两个信号的逻辑处 理后的信号。另一方面，由第1最小脉冲宽度信号生成电路260生成的信号仅有VCO时钟 信号CKvco的信号分量。因此，在或非(NOR)电路228的输出中，在与VCO时钟信号CKvco 同步的定时输出PWM信号P50。对与非(NAND)电路295的第1输入端子以及第2输入端子，分别输入或非(NOR) 电路228的输出信号以及与非(NAND)电路292的输出信号。或非(NOR)电路228的输出 信号如前所述，是PWM信号P50和VCO时钟信号Ckvco这两个信号被逻辑处理后的、所谓两 个信号相互反映的信号。另一方面，与非(NAND)电路292的输出信号仅具有VCO时钟信号 CKvco的信号分量，不含有P丽信号P50的信号分量。在与非(NAND)电路295中，实施PWM 信号P50和由第2最小脉冲宽度信号生成电路280生成的信号的与处理，并将处理后的信 号输出到输出端子290。另外，在与非(NAND)电路295的第1输入端子中输入或非(NOR) 电路228的输出信号，该输出信号是反转了由第1最小脉冲宽度信号生成电路260生成的 信号的信号，所以输出端子290中输出的PWM信号P290反映了 PWM信号P50的信号自不必 说，并且反映了调整为由第1、第2最小脉冲宽度信号生成电路260、280合成了的所谓最小 脉冲宽度的、即调整为规定的占空比的VCO时钟信号CKvco的信号。从输出端子290输出 的PWM信号P290提供给图1所示的第1驱动器170以及第2驱动器180。在图4所示的占空比调整电路200中，设置了两个最小脉冲宽度信号生成电路，但 也可以仅设置一个。例如，也可以不准备第2最小脉冲宽度信号生成电路280。在不准备第 2最小脉冲宽度信号生成电路280的情况下，可以在与非(NAND)电路292中输入由第1最 小脉冲宽度信号生成电路260生成的信号的反转信号以及VCO时钟信号的CKvco的反转信 号。但是，在本发明的实施方式1中，设置了两个最小脉冲宽度信号生成电路。其理由是为 了确保电路动作的稳定性。图5表示本发明涉及的占空比调整电路200的具体电路图。即，更具体地示出图 4所示的占空比调整电路200的图。本发明涉及的占空比调整电路200具有锁存电路210。 锁存电路210具有使输入端子202中输入的PWM信号P50反转的反相器204、输入反相器 204的输出信号并由第1开关控制信号Csw以及第2开关控制信号XCsw控制导通/关断的 第1传输门206、用于保持第1传输门206的输出信号而串联连接的反相器211、212、输入 反相器212的输出信号且输出端子连接于反相器211的输入端子并且由第1以及第2开关 控制信号Csw、XCsw控制导通/关断的第2传输门208。输入端子202中输入从图1所示的PWM电路150输出的PWM信号P50。PWM信号 P50是模拟信号随时间改变脉冲宽度、并且具有高电平以及低电平的两个电平的二进制信号，PWM信号P50的占空比为0% 100%的范围。锁存电路210连接于输入端子202，输入端子202中输入的PWM信号P50由反相 器204而将信号极性反转为PWM信号Pnl，并将该PWM信号Pnl输入到第1传输门206。另 外，反相器204还具有作为其前级的PWM电路150与其后级的传输门206之间的缓冲器的 电路功能。第1传输门206具有输入端子、输出端子以及控制端子，各个端子分别连接于节 点N1、N2以及N3a、N3b。节点N3a、N3b中分别输入第1开关控制信号Csw以及第2开关控 制信号XCsw。第1传输门206的电路动作由第1开关控制信号Csw以及第2开关控制信号 XCsw控制导通/关断。第1开关控制信号Csw和第2开关控制信号XCsw具有相互信号极 性被反转的所谓互补关系。第1传输门206构成为例如在第1开关控制信号Csw从低电平变迁为高电平时导 通的电路。第1开关控制信号Csw为高电平时，输入端子202中输入的PWM信号P50经由 节点Ni、N2传达给节点N4，对节点N4写入PWM信号P50。此时，第2传输门208是关断状 态。第2传输门208与第1传输门206同样地具有输入端子、输出端子以及控制端子，各个 端子分别连接于节点N5、N2以及N6a、N6b。第2传输门208构成在第1开关控制信号Csw 从高电平变迁为低电平时导通的电路结构。即，第2传输门208被置于与第1传输门206 的导通/关断为互补关系之中。因此，在第1传输门206为导通时锁存电路210的输出端 子即节点N4中产生的锁存输出信号Pn4不反馈到节点N2。第1传输门206在第1开关控制信号Csw成为低电平时关断。此时，第2传输门 208导通，所以节点N4中写入的锁存输出信号Pn4经由节点N5反馈给节点N2，PWM信号被 保持。如此，锁存电路210通过第1开关控制信号Csw以及第2开关控制信号XCsw来决定 是传达(写入)还是保持PWM信号P50。锁存电路210的输出端子连接于反相器211和反相器212的公共连接点即节点 N4。由锁存电路210锁存的PWM信号输出给节点N4后，经由反相器213、214以及215，输 入到与非(NAND)电路216的第1输入端子。反相器213使节点N4中输出的锁存输出信号 Pn4反转，并且具有作为用于向锁存电路210的外部导出的所谓缓冲器的功能。反相器213 的输出端子连接于节点N7。反相器214、215串联连接，它们的公共连接点即节点N8连接于 与非(NAND)电路226的第2输入端子。经由锁存电路210、反相器213 215对与非(NAND)电路216的第1输入端子输 入输入端子202中输入的PWM信号P50。经由反相器254、217以及218对与非(NAND)电路 216的第2输入端子输入输入端子252中输入的VCO时钟信号CKvco。S卩，对与非(NAND) 电路216的第1输入端子输入与锁存电路210的输出端子相当的节点N4中产生的锁存输 出信号Pn4的信号极性被反转后的PWM信号，对其第2输入端子输入VCO时钟信号Ckvco 被反转后的信号。由此，与非(NAND)电路216的输出端子即节点N9中输出PWM信号和VCO 时钟信号Ckvco进行与运算所得的信号。与非(NAND)电路226与与非(NAND)电路216大致相同的目的而设置，具有大致 相同的电路结构。即，与非(NAND)电路226也是为了实施锁存输出信号Pn4和VCO时钟信 号CKvco的与处理而准备的。两个与非(NAND)电路因为这些输入端子中输入的输入信号极 性相互被反转而不同。即，与非(NAND)电路226的第1输入端子中输入与相当于锁存电路 210的输出端子的节点N4中产生的锁存输出信号Pn4同极性即正相信号，其第2输入端子中输入与VCO时钟信号Ckvco相同极性的即正相信号。总之与非(NAND)电路216、226是 为了生成后级的RS触发器220的置位脉冲以及复位脉冲而准备的。此外，与非(NAND)电 路216、226是为了对锁存输出信号Pn4以及VCO时钟信号CKvco的两个信号进行逻辑处理 而准备的。因此，与非(NAND)电路216、226的输出、即节点N9、N10中分别输出两个信号进 行了规定的逻辑处理之后的信号。RS触发器220的置位端子S以及复位端子R分别连接于节点N9以及节点附0。RS 触发器220与节点N9以及节点NlO中输出的信号的下降沿同步地工作。RS触发器220的 输出、即节点Nll中输出与节点N4中输出的锁存输出信号Pn4大致相同的PWM信号Pnl 1。RS触发器220的输出、即节点Nl 1中输出的PWM信号Pnl 1输入到或电路228的第 1输入端子。或电路228的输出端子连接于反相器232的输入端子，反相器232的输出端子 连接于节点附2。这里，暂时中断与从节点Nll到输出端子290的信号流程相关的说明，对 输入端子252中输入的VCO时钟信号CKvco的信号路径进行说明。输入端子252中输入的VCO时钟信号Ckvco被输入到反相器254。反相器254使 VCO时钟信号的极性反转，并且还具有作为次级的电路连接的缓冲器的电路功能。反相器 254的输出端子连接于节点N21。反相器254的输出信号经由反相器256、258输入到第1 最小脉冲宽度信号生成电路260。在节点N21连接有反相器217、218的串联连接体，反相器 218的输出信号输入到与非(NAND)电路216的第2输入端子。第1最小脉冲宽度信号生成电路260的输入端子连接于节点N22。节点N22中连 接有由电阻262以及电容器264构成的积分电路。该积分电路是为了由次级的施密特触发 器电路268生成具有第1最小脉冲宽度的规定信号而设置的。S卩，通过电阻262和电容器 264构成的积分电路生成设定了规定的上升、下降时间的三角波状或锯齿波状的信号。施密 特触发器电路268连接于节点N23与节点N24之间，将由电阻262以及电容器264生成的 积分信号生成为具有规定脉冲宽度的矩形波信号。这里，被设定为规定脉冲宽度的矩形波 信号在本说明书中定义为“第1最小宽度脉冲”，将生成该信号的电路部定义为“第1最小 脉冲宽度信号生成电路”。由第1最小脉冲宽度信号生成电路260以及后述的第2最小脉 冲宽度信号生成电路280生成的第2最初宽度脉冲唯一决定本发明的占空比调整电路200 的占空比的调整率。第1最小脉冲宽度信号生成电路260在本发明的实施方式1中由积分 电路和施密特电路的组合构成，但也可以利用单稳态多频振荡器来生成具有规定脉冲宽度 的信号。与非(NAND)电路272的第1输入端子连接于节点N24。节点N24中连接有施密 特电路268的输出端子，所以产生由第1最小脉冲宽度信号生成电路260生成的脉冲宽度 比较小的第1最小宽度脉冲。节点N24中产生的第1最小宽度脉冲的脉冲宽度与VCO时钟 信号CKvco的周期Tl成比例，但大概的大小是数十ns 数百ns，其频率与VCO时钟信号 CKvco的频率相同。与非(NAND)电路272的第2输入端子连接于反相器256和反相器258 的公共连接点。这些的公共连接点中产生的信号是与VCO时钟信号Ckvco实质相同的信号。 与非(NAND)电路272的输出端子连接于节点N25，节点N25中输出将第1最小脉冲宽度信 号生成电路260的输出信号和VCO时钟信号Ckvco进行与运算之后的信号。与非(NAND)电 路272的输出信号被输入到反相器273，反相器273的输出端子连接于节点N26。节点N26 中产生的信号与第1最小脉冲宽度信号生成电路260的输出信号大致相等。节点N26中产生的信号被输入到或非(NOR)电路274的第1输入端子。第2最小脉冲宽度信号生成电路280的输入端子连接于节点N27。在输入端子252 和节点N27之间连接反相器254、286的串联连接体。因此，第2最小脉冲宽度信号生成电 路280的输入端子、即节点N27中输入与VCO时钟信号Ckvco实质上相同的信号。节点N27 中连接由电阻282以及电容器284构成的积分电路。该积分电路是为了由次级的施密特触 发器电路288生成具有第2最小脉冲宽度的规定信号而准备的。即，通过由电阻282和电 容器284构成的积分电路生成设定了规定的上升、下降时间的三角波状或者锯齿波状的信 号。即通过电阻282和电容器284的CR时间常数的设定，生成具有规定的脉冲宽度的信号。 施密特触发器电路288的输入端子连接于节点N28。施密特触发器电路288的输出端子连 接于节点N29。由第2最小脉冲宽度信号生成电路280生成的信号唯一地决定占空比调整 电路200的占空比的调整率。第2最小脉冲宽度信号生成电路280在本发明的实施方式1 中由积分电路和施密特电路的组合构成，但是也可以利用单稳态多频振荡器来生成具有规 定脉冲宽度的信号。与非(NAND)电路292的第2输入端子连接于节点N29。节点N29连接于施密特电 路288的输出端子，所以产生由第2最小脉冲宽度信号生成电路280生成的脉冲宽度比较 小的信号。节点N29中产生的信号的脉冲宽度与VCO时钟信号CKvco的周期Tl成比例，但 是大概的大小是数十ns 数百ns，其频率与VCO时钟信号CKvco的频率相同。与非(NAND) 电路292的第1输入端子连接于反相器254和反相器256的公共连接点。这些的公共连接 点连接于节点N21，节点N21中产生的信号与VCO时钟信号CKvco的反转信号实质上相同。与非(NAND)电路292的输出端子连接于节点N30。节点N30中输出第2最小脉冲 宽度信号生成电路280的输出信号和VCO时钟信号CKvco的与处理后的信号。与非(NAND) 电路292的输出信号被输入到反相器293，反相器293的输出端子连接于反相器294的输入 端子以及节点N31。节点N31中产生的信号与第2最小脉冲宽度信号生成电路280的输出 信号大致相等。与非(NAND)电路295的第1输入端子连接于节点附2。第2输入端子连接于节点 N32。节点N32中被输入从与非(NAND)电路292输出的信号，所以节点N32中出现由反相 器293，294反转了极性的、即与节点N30中产生的信号大致相等的信号。与非(NAND)电路295的输出端子连接于节点N33。节点N33中产生的信号经由反 相器296、297向输出端子290导出。对或非(NOR)电路274的第1输入端子即节点N26输入由第1最小脉冲宽度信号 生成电路260生成的信号。对第2输入端子即节点N31输入由第2最小脉冲宽度信号生成 电路280生成的信号。通过这样的电路结构，在连接或非(NOR)电路274的输出端子的节 点N34中合成了由两个最小脉冲宽度信号生成电路生成的两个信号，并输出第1开关控制 信号Csw。第1开关控制信号Csw由反相器275反转极性从而成为第2开关控制信号XCsw， 作为第1、第2传输门206、208的第1开关控制信号而施加。反相器275的输出端子连接 于节点N35。节点N35中产生的第2开关控制信号XCsw提供给锁存电路210的节点N3b、 N6b，节点N34中产生的第1开关控制信号Csw分别提供给节点N3a、N6a。这里对从连接于RS触发器220的输出端子的节点Nll到输出端子290为止的信 号流程进行说明。
或非(NOR)电路228的第1输入端子连接于节点Nil。节点Nll中取出RS触发 器220的输出信号。节点Nll中取出的PWM信号Pnll与锁存电路210的输出端子即节点 N4中产生的锁存输出信号Pn4大致相同。因为锁存输出信号Pn4由脉冲宽度已经被调整了 的、即占空比被调整了的第1、第2开关控制信号CSW、XCSW而写入，所以在节点Nll中产生 占空比被调整了的PWM信号。或非(NOR)电路228的第2输入端子连接于节点N26。或非(NOR)电路228的第 1以及第2输入端子中分别输入RS触发器220的输出信号以及由第1最小脉冲宽度信号 生成电路260生成的信号。由此或非(NOR)电路228的输出端子中输出两个信号的或非信 号。RS触发器220的输出信号是锁存输出信号Pn4和VCO时钟信号Ckvco这两个信号被逻 辑处理后的信号。另一方面，由最小脉冲宽度信号生成电路260生成的信号仅具有VCO时 钟信号CKvco的信号分量。因此，或非(NOR)电路228的输出中与VCO时钟信号CKvco同 步地输出锁存输出信号Pn4。或非(NOR)电路228的输出信号经由反相器232输入到与非(NAND)电路295的 第1输入端子。反相器232的输出端子连接于节点附2。与非(NAND)电路295的第1输入 端子以及第2输入端子中分别输入或非(NOR)电路228的输出信号以及与非(NAND)电路 292的输出信号。与非(NAND)电路295的第1输入端子、第2输入端子以及输出端子分别 连接于节点附2、节点N32以及节点N33。此外，或非(NOR)电路228的输出信号如前所述， 是PWM信号P50和VCO时钟信号Ckvco这两个信号被逻辑处理后的信号。另一方面，与非 (NAND)电路292的输出信号仅具有VCO时钟信号CKvco的信号，而不反映PWM信号P50的 信号。在与非(NAND)电路295中，执行PWM信号P50和由第2最小脉冲宽度信号生成电路 280生成的信号的与处理，经由反相器296、297向输出端子290输出。另外，在与非(NAND) 电路295的第1输入端子中输入第1或非(NOR)电路228的输出信号，在该输出信号中反 映了由第1最小脉冲宽度信号生成电路260生成的信号，所以输出端子290中输出的PWM 信号P290反映了 PWM信号P50的信号自不必说，并且反映被调整为由第1、第2最小脉冲宽 度信号生成电路260、280生成的所谓最小脉冲宽度的、即被调整为规定的占空比的VCO时 钟信号CKvco的信号。从输出端子290输出的PWM信号P290被提供给图1所示的第1驱 动器170以及第2驱动器180。从输出端子290输出的PWM信号290与锁存电路210的输 出端子即节点N4中输出的锁存输出信号Pn4几乎等效。另外，占空比调整电路200中利用了与非(NAND)电路216、226、272、292、295以 及或非(NOR)电路228、274。但是这些是一个实施方式，本发明并不限定于这些。例如与 非(NAND)电路可以由与(AND)电路和反相器的组合构成。此外，或非(NOR)电路可以由或 (OR)电路和反相器的组合构成。总之若总称与(AND)电路、与非(AND)电路、或(OR)电路、 或非(NOR)电路而定义为“逻辑电路”，则本领域技术人员能够通过这些逻辑电路的组合来 比较容易地实现本发明公开的技术思想。图6A示出PWM信号的占空比为50%附近时PWM电路150及其周边的电路部所表 现的信号波形。在图6A的上段示出由图1的VC0160生成的矩形波信号即VCO时钟信号 CKvco0 VCO时钟信号Ckvco具有上升沿tr以及下降沿tf，其周期用参照符号Tl表示。在图6A的中段示出三角波信号Ps的最小值PsL以及最大值PsH分别与VCO时钟 信号CKvco的上升沿tr以及下降沿tf同步的状态、以及积分信号S50。三角波信号Ps与VCO时钟信号Ckvco同样地由VC0160生成。积分信号S50为图1所示的积分电路140的 输出信号，同时还是PWM电路150的输入信号。积分信号S50和三角波信号Ps由PWM电路 150中内置的比较器比较其电平彼此。在图6A的下段示出PWM电路150的输出端子以及对 输入端子202输出的PWM信号P202。PWM信号P202在积分信号S50和三角波信号Ps相交 的定时生成，所以以如下极性输出PWM信号P202 在三角波信号Ps与积分信号S50相比例 如为高电平时为高电平、为低电平时为低电平。图6B示出PWM信号的占空比为0 %附近时PWM电路150及其周边的电路部中表现 的信号波形。在图6B的上段示出由图1的VC0160生成的作为矩形波信号的VCO时钟信号 CKvco0即，示出与图6A的上段所示的VCO时钟信号Ckvco完全相同的信号。在图6B的中 段示出三角波信号Ps的最大值PsH以及最小值PsL分别与VCO时钟信号CKvco的上升沿 tr以及下降沿tf同步的状态、以及积分信号SO。三角波信号Ps与VCO时钟信号CKvco同 样地由VC0160生成。积分信号SO为图1所示的积分电路140的输出信号，同时还是PWM 电路150的输入信号。积分信号SO和三角波信号Ps由PWM电路150中内置的比较器比较 其电平彼此。在图6B的下段示出PWM电路150的输出端子以及对输入端子202输出的PWM 信号P202。PWM信号P202以如下极性输出三角波信号Ps与积分信号SO相比为高电平时 为高电平、为低电平时为低电平。如图6B的中段所示，在PWM信号PO的占空比为0%附近时，积分信号SO的最大值 SOH和三角波信号Ps的最大值PsH被置为非常接近的电平，二者的差分电压非常小。发现 该差分电压变得越小，PWM电路150中内置的比较器的电路功能越降低。S卩，比较器的导通 /关断动作的边界变得不明确，PWM信号成为非周期性地输出，容易产生爆破噪声。在图6B的下段示意性地示出占空比为0%附近时PWM电路150的输出端子以及输 入端子202中输出的PWM信号P0。PWM信号PO在积分信号SO和三角波信号Ps相交的定 时生成，所以以如下信号极性输出PWM信号PO 三角波信号Ps与积分信号SO相比例如为 高电平时为高电平、为低电平时为低电平。图6C示出PWM信号的占空比为100%附近时PWM电路150及其周边的电路部中表 现的信号波形。在图6C的上段示出由图1的VC0160生成的作为矩形波信号的VCO时钟信 号CKvco。即，示出与图6A、图6B的各上段所示的VCO时钟信号Ckvco完全相同的信号。在 图6C的中段示出三角波信号Ps的最大值PsH以及最小值PsL分别与VCO时钟信号CKvco 的上升沿tr以及下降沿tf同步的状态、以及积分信号S100。三角波信号Ps与VCO时钟信 号CKvco同样地由VC0160生成。积分信号SlOO是图1所示的积分电路140的输出信号， 同时还是PWM电路150的输入信号。积分信号SlOO和三角波信号Ps由PWM电路150中内 置的比较器比较其电平彼此。在图6B的下段示出PWM电路150的输出端子以及对输入端 子202输出的PWM信号P202。PWM信号P202以如下的极性输出三角波信号Ps与积分信 号S50相比为高电平时为高电平、为低电平时为低电平。如图6C的中段所示，在PWM信号的占空比为100%附近时，积分信号SlOO的最小 值S100L和三角波信号Ps的最小值PsL被置为非常接近的电平，二者的差分电压非常小。 会产生如下不良该差分电压变得越小，PWM电路150中内置的比较器的电路功能越降低。 这样的不良与占空比为0%的时相同。在图6C的下段示意性地示出占空比为100%附近时PWM电路150的输出端子以及对输入端子202中输出的PWM信号P202。图7是用于说明图4、图5所示的占空比调整电路200的电路动作的基本概念而准 备的附图。即，分别以占空比为50%、0%以及100%的附近为例，分别示出对输入端子202 输入以及从输出端子290中输出的PWM信号的定时和信号波形。图7 (a)所示的三角波信号Ps表示与图6A 图6C的各中段所示的三角波信号Ps 相同的信号。即，三角波信号Ps在图1中由VC0160生成，其大小具有最大值PsH以及最小 值 PsL。图7 (b)所示的VCO时钟信号Ckvco与图6A 图6C的各上段所示的VCO时钟信 号Ckvco相同，具有上升沿tr、下降沿tf以及周期Tl。VCO时钟信号Ckvco也与三角波信 号Ps同样地由VC0160生成。VCO时钟信号CKvco的频率被设定为数百KHz 数MHz，在实 施方式1中VCO时钟信号CKvco的频率例如是500KHz。若频率例如是500KHz则其周期Tl 的大小为2 μ S。图7(c)示出第1最小宽度脉冲Pml。第1最小宽度脉冲Pml由图5所示的占空比 调整电路200的节点N26中取出，与VCO时钟信号CKvco的上升沿tr以及三角波信号Ps 的最小值PsL同步，并且具有在与VCO时钟信号Ckvco之间被设定为规定调整率的脉冲宽 度Wpml。这里所说的规定调整率是VCO时钟信号CKvco的周期Tl的例如0% 5%的范 围，进而优选是周期Tl的3%的大小。设VCO时钟信号CKvco的周期Tl = 2 μ s、脉冲宽度 的调整率为3%时，成为Wpml = 2μ sXO. 03 = 60ns。在本发明中，第1最小宽度脉冲Pml 与后述的第2最小宽度脉冲Pm2 —起唯一地决定占空比的调整率。这里，成为“唯一”的意 思是，在本发明的实施方式1中，将第1、第2最小宽度脉冲Pml、Pm2设定为规定大小时，基 于该大小，占空比的调整率被必然地决定。换言之，占空比的调整由第1、第2最小宽度脉 冲Pml、Pm2来决定，不由其他电路部决定。另外，第1最小宽度脉冲Pml最终从节点N26取 出，但原本由第1最小宽度信号生成电路260生成。图7(d)示出第2最小宽度脉冲Pm2。第2最小宽度脉冲Pm2从图5所示的占空比 调整电路200的节点N31取出，与VCO时钟信号CKvco的下降沿tf以及三角波信号Ps的 最大值PsH同步，并且具有在与VCO时钟信号CKvco之间被设定为规定调整率的脉冲宽度 Wpm2。这里规定调整率与应用于第1最小宽度脉冲Pml的调整率相同。S卩，规定调整率是 VCO时钟信号CKvco的周期Tl的例如0% 5%的范围，进而优选是周期Tl的3%的大小。 设VCO时钟信号CKvco的周期Tl = 2μ S、脉冲宽度的调整率为3%时，Wpm2 = 2μ sXO. 03 =60ns。在本发明中，第2最小宽度脉冲Pm2的脉冲宽度Wpm2与第1最小宽度脉冲Pml的 脉冲宽度Wpml同样地唯一地决定占空比的调整率。第2最小宽度脉冲Pm2最终从节点N31 取出，但原本由第2最小宽度信号生成电路280生成。通常，第2最小宽度脉冲Pm2与第1 最小宽度脉冲Pml由大致相同的电路生成，所以对于这些的脉冲宽度，Wpm2 = Wpml = Wpm 的关系成立。图7(e)示出第1开关控制信号Csw。第1开关控制信号Csw从图5所示的占空 比调整电路200的节点N34取出。节点N34连接于或非(NOR)电路274的输出端子。或非 (NOR)电路274的两个输入端子连接于节点N26、N31，在这些节点中分别输入图7(c)、(d) 所示的第1、第2最小宽度脉冲Pml、Pm2，所以从节点N34导出的是对这两个脉冲进行了或 非(NOR)处理的信号。因此，节点N34中导出的第1开关控制信号Csw与合成图7(c)、(d)所示的信号波形并使该合成后的波形反转后的信号相等，所以成为图7(e)所示那样的信 号波形。此外，第1开关控制信号Csw的脉冲宽度Wsw与Wpm大致相等。S卩，具有Wsw = Wpm =Wpml = Wpm2的关系。另外，第1开关控制信号Csw的周期T2是VCO时钟信号CKvco的 周期Tl的1/2的大小，即，T2 = T1/2的大小。第1开关控制信号Csw输入传输门206,208的控制端子即节点N3a、N6a。另外， 传输门206、208的控制端子N3b、N6b中输入第2开关控制信号XCsw。希望理解的是因为 第2开关控制信号XCsw是第1开关控制信号Csw的极性被反转之后的信号，所以图7中未 示出。图7(f)示意性地示出输入端子202中输入的占空比为50%附近的PWM信号P50。 在占空比为50%的情况下，示出与图7(b)所示的VCO时钟信号Ckvco大致相同的信号波形。图7(g)示出输入端子202中输入占空比为50%附近的PWM信号P50时输出端子 290中输出的PWM信号P290。S卩，输出端子290中输出的PWM信号P290是由占空比调整电 路200进行信号处理的最终PWM信号，但在占空比为50%附近的PWM信号P50的情况下，输 出与输入端子202中输入的PWM信号P50大致相同的PWM信号P290。图7(h)示意性地示出输入端子202中输入的占空比为0%附近的PWM信号P0。在 占空比为0%附近的情况下，PWM信号PO用与图7(a)所示的三角波信号Ps的最大值PsH 以及图7(b)所示的VCO时钟信号CKvco的下降沿tf同步的定时表现。此时，上升沿trO 以及下降沿tfO被置为相互非常接近的状态。图7(i)示意性地示出在输入端子202中输入占空比为0%附近的PWM信号PO时 输出端子290中输出的PWM信号P290。可知图7(i)所示的PWM信号P290与图7 (h)所示 的信号不同，脉冲宽度WpmO比脉冲宽度WpO大。即，脉冲宽度WpmO扩展到图7 (d)所示的第 2最小宽度脉冲Pm2的脉冲宽度Wpm2的大小。准确地说，PWM信号P290的脉冲宽度WpmO 比第2最小宽度脉冲Pm2的脉冲宽度Wpm2稍大。原因是，仅扩大了 PWM信号PO的脉冲宽 度WpO的1/2大小。另外，扩大的宽度的大小依赖于PWM电路150以及占空比调整电路200 的能力。总之考虑该扩大的脉冲宽度的差分来决定占空比的调整范围为优选。图7(j)示意性地示出输入端子202中输入的占空比为100%附近的PWM信号 P100。在占空比为100%附近的情况下，PWM信号PlOO用与图7(a)所示的三角波信号Ps 的最小值PsL以及图7(b)所示的VCO时钟信号CKvco的上升沿tr同步的定时表现。此时， 上升沿tflOO以及下降沿tflOO被置为相互接近的状态。这样的状态与图7(h)所示的占 空比为0%附近的情况大致相同。图7(k)示意性地示出输入端子202中输入占空比为100%附近的PWM信号P100时 输出端子290中输出的PWM信号P290。可知图7(k)所示的PWM信号P290与图7 (j)所示的 信号不同，脉冲宽度WpmlOO比脉冲宽度WplOO变小。这意味着输入端子202中输入的PWM 信号P100的占空比从输出端子290输出时变小。二者的脉冲宽度的差，即(WplOO-WpmlOO) 的大小与图7(c)所示的第1最小宽度脉冲Pml的脉冲宽度Wpml大致相等。二者的脉冲宽 度的差，(WplOO-WpmlOO)相当于占空比被调整后的大小图8示出图5所示的占空比调整电路200的时序图。图8所示的各节点的信号与 图7所示的信号一部分重复。图7是用于说明占空比取50%、0%以及100%附近时占空比被调整的电路动作的基本概念的图。图8仅取占空比为100%附近来进行说明，但是若参照 之前的图7的说明，则考虑本领域技术人员也能够容易地推测占空比为50%、0%附近的电 路动作。另外，提供给占空比调整电路200的电源电压是例如5V。因此，各种信号、矩形波 信号以及各种脉冲信号的振幅值除了三角波信号Ps之外大致为5V。图8(a)示出三角波信号Ps，在图1所示的VC0160中生成。在他激振荡型PWM方 式下，三角波信号Ps的频率一般选择数百KHz 数MHz。在本发明的实施方式1中，频率为 500KHz。三角波信号Ps的最大值PsH和最小值PsL的振幅差，即三角波信号Ps的振幅值 被选为例如3V左右。图8(b)示出VCO时钟信号CKvco。VCO时钟信号Ckvco与三角波信号Ps同样地 由VC0160生成。VCO时钟信号Ckvco成为用于生成占空比调整电路200的各种信号的基本 信号，此外，用作各逻辑电路的输入信号。VCO时钟信号CKvco的频率被选择为与三角波信 号Ps的频率相同的大小，例如频率f、周期Tl分别是f = 500ΚΗζ、Τ1 = 2 μ s。VCO时钟信 号CKvco的上升沿tr以及下降沿tf分别与图8 (a)所示的三角波信号Ps的最小值PsL以 及最大值PsH同步。图8(c)示出第1最小宽度脉冲Pml。第1最小宽度脉冲Pml在图4、图5所示的 第1最小脉冲宽度信号生成电路260中，基于VCO时钟信号Ckvco而生成。第1最小宽度 脉冲Pml的上升沿trPml与VCO时钟信号CKvco的上升沿tr以及三角波信号Ps的最小值 PsL同步。VCO时钟信号CKvco的上升沿tr如由图7 (j)说明的那样，与占空比为100 %附近 相关。因此，若与VCO时钟信号CKvco的上升沿tr同步而生成第1最小宽度脉冲Pml，则能 够控制并调整占空比为100%附近的PWM信号。通过图5所示的电阻262以及电容器264， 将VCO时钟信号CKvco波形整形为例如三角波状的信号，之后，由后级的施密特触发器电路 268生成波形整形后的信号作为第1最小宽度脉冲Pml。第1最小脉冲宽度Wpml的具体大 小是VCO时钟信号CKvco的周期Tl的大小的数百分比，优选是0% 5%，更优选是3%。 通过第1最小脉冲宽度Wpml的大小来唯一地决定本发明涉及的占空比的调整率。在将占空比的调整率针对上限值以及下限值分别设定为3%时，即，在将占空比的 调整范围设定为0% 3%以及97% 100%时，在将VCO时钟信号CKvco的频率f、周期 Tl分别设定为f = 500KHz、Tl = 2μ s的情况下，第1最小宽度脉冲Pml的最小脉冲宽度 Wpml 被设定为 Wpml = Τ1Χ3%= 2μ sXO. 03 = 60ns。图8(d)示出第2最小宽度脉冲Pm2。第2最小宽度脉冲Pm2由图4、图5所示的 第2最小脉冲宽度信号生成电路280基于VCO时钟信号Ckvco而生成。第2最小宽度脉冲 Pm2的上升沿trPm2与VCO时钟信号CKvco的下降沿tf以及三角波信号Ps的最大值PsH 同步。通过图5所示的电阻282以及电容器284，将VCO时钟信号CKvco波形整形为例如 三角波状的信号，之后，由后级的施密特触发器电路288生成波形整形之后的信号作为第2 最小宽度脉冲Pm2。第2最小宽度脉冲Pm2的最小脉冲宽度Wpm2通过电阻282以及电容器 284的所谓CR时间常数的大小来决定。通过最小脉冲宽度Wpm2的大小来唯一地决定本发 明涉及的占空比的调整率以及调整范围。VCO时钟信号CKvco的下降沿tf附近，如用图7(h)说明的那样，与占空比为0% 附近的PWM信号相关。因此，与VCO时钟信号CKvco的下降沿tf同步而生成的第2最小宽度脉冲Pm2是为了控制并调整占空比为0%附近的PWM信号而生成的。通过图5所示的电 阻282以及电容器284，将VCO时钟信号CKvco波形整形为三角波状的信号，之后由后级的 施密特触发器电路288生成波形整形之后的信号作为第2最小宽度脉冲Pm2。第2最小脉 冲宽度Wpm2的具体大小与最小脉冲宽度Wpml相同，所以省略说明。总之第2最小脉冲宽 度Wpm2与第1最小脉冲宽度Wpml同样地通过其大小来唯一地决定本发明涉及的占空比的 调整率以及调整范围。另外，将第1最小脉冲宽度的Wpml和第2最小脉冲宽度Wpm2设定 为相同的大小Wpm、设VCO时钟信号CKvco的周期为Tl时，占空比的调整率Dcont大致能 够用Dcont=(帅111/11)\100%来表示。此时，占空比的调整范围Drangel、Drange2分别 用 Drangel= (O Dcont) %、Drange2 = ((IOO-Dcont) 100) %来表示。例如，在设定为 调整率Dcont = 3%时，调整范围Drangel成为0% 3%，调整范围Drange2成为97% 100%。S卩，占空比为0% 3%以及97% 100%的范围的PWM信号成为占空比的调整对 象。图8(e)示出驱动锁存电路210的第1开关控制信号Csw。第1开关控制信号Csw 从图5所示的节点N34即或非(NOR)电路274的输出端子被取出。第1开关控制信号Csw 通过对图8 (c)、(d)所示的第1最小宽度脉冲Pml和第2最小宽度脉冲Pm2进行或非处理 来生成。第1开关控制信号Csw的脉冲宽度Wsw与第1最小宽度脉冲的脉冲宽度Wpml大 致相等。按照如下方式构成电路结构在第1开关控制信号Csw从低电平变迁为高电平时， 锁存电路210写入数据即PWM信号，在从高电平变迁为低电平时，保持PWM信号。当然，也 可以利用与其相反的变迁来驱动锁存电路210。图8(f)示出驱动锁存电路210的第2开关控制信号XCsw。第2开关控制信号 XCsw从图5所示的节点N34即或非(NOR)电路274的输出端子取出。第2开关控制信号 XCsw的脉冲宽度Wsw2与第2最小宽度脉冲的脉冲宽度Wpm2大致相等。第2开关控制信 号XCsw与图8(e)所示的第1开关控制信号Csw，极性被反转，这二者具有互补关系。在第 2开关控制信号XCsw从高电平变迁为低电平时，锁存电路210写入数据即PWM信号，在从高 电平变迁为低电平时保持PWM信号。另外，对于利用第1、第2开关控制信号Csw、XCsw的 哪个定时来控制锁存电路210，是本领域技术人员的设计事项之一。图8(g)示意性地示出图5所示的占空比调整电路200的输入端子202中输入的 PWM信号P100。为了便于说明以及作图，图8(g)所示的PWM信号PlOO作为占空比为100% 附近的PWM信号而示意性地示出。PWM信号PlOO与VCO时钟信号CKvco的上升沿tr同步。图8(h)示出图5中连接于输入端子202的反相器204的输出、即节点附中产生 的PWM信号Pnl。S卩，示出图8(g)所示的即占空比为100%附近的PWM信号的极性被反转 了的信号。图8(h)所示的信号波形因为脉冲宽度非常小所以乍一看有可能会被认为是占 空比为0%附近，但是希望理解为实质上是将图8(g)所示的、即占空比为100%附近的PWM 信号的极性反转了的信号。图8(i)示出锁存电路210的输出信号即锁存输出信号Pn4。如图8(h)中将脉冲 宽度表示为Wpml那样，在从相当于锁存电路210的输出端子的节点N4取出脉冲宽度比较 小的PWM信号Pnl时，如图8⑴所示，示出扩展到脉冲宽度Wpn4从而输出的状态。扩展后 的脉冲宽度，即(Wpn4-Wpnl)的大小大致与第1、第2最小宽度脉冲的最小脉冲宽度Wpml、 Wpm2相等。换言之，示出具有比最小脉冲宽度Wpml、Wpm2小的占空比的PWM信号扩展到最小脉冲宽度Wpml、Wpm2的大小。如前所述，图8(i)所示的锁存输出信号Pn4是占空比为 100%附近的PWM信号。因此，脉冲宽度Wpn4的大小越变大，占空比越变小，但是由比较图 8(h)、(i)这二者可知，脉冲宽度WPn4比脉冲宽度WPnl变大。这意味着当初在100%附近的 占空比被调整从而变小。而且，变小的脉冲宽度的大小与最小脉冲宽度Wpml、Wpm2大致相 等。如前所述，若第1、第2最小脉冲宽度Wpml、Wpm2的大小被设定为VCO时钟信号CKvco 的周期Tl的大小的例如3%，则具有100%附近的占空比的PWM信号，其占空比减小3%左 右的结果是占空比被调整到97%左右。如前所述，图8(g)、(h)以及⑴示意性地示出PWM 信号的占空比为100%附近。这些信号波形与图8(b)所示的VCO时钟信号CKvco的上升沿 tr相关。可以说在PWM信号的占空比为0%的附近也与占空比为100%的附近时相同。艮口， 在占空比为0%的附近时，通过使图8(h)、(i)的信号波形移位，以与图8(b)所示的VCO时 钟信号CKvco的下降沿tf同步，从而能够考虑为与占空比为100%的情况同样。在该情况 下，占空比为0 % 3 %的PWM信号被唯一地调整为占空比为3 %的PWM信号。图8 (j)所示的VCO时钟信号XCKvco是图8 (b)所示的VCO时钟信号CKvco的极 性被反转了的信号。在图5中，VCO时钟信号XCKvco与连接于输入VCO时钟信号Ckvco的 输入端子252的反相器254的输出即节点N21中产生的信号大致相等，并且，与输入与非 (NAND)电路216的第2输入端子的信号相等。VCO时钟信号XCKvco是为了生成RS触发器 220的置位脉冲Pset以及复位脉冲Preset而准备的。图8(k)所示的置位脉冲Pset用于设置RS触发器220的电路动作。在与非(NAND) 电路216中，通过对图8 (i)以及(j)所示的锁存输出信号Pn4以及VCO时钟信号XCKvco 的两者进行与非处理来生成置位脉冲Pset。RS触发器220与置位脉冲Pset的上升沿tfn9 同步地工作。图8 (1)所示的复位脉冲Preset用于对RS触发器220的电路动作进行复位。在 与非(NAND)电路226中，通过对图8(i)以及(j)所示的锁存输出信号Pn4以及VCO时钟 信号XCKvco这两者的反转信号彼此进行与非处理，来生成复位脉冲Preset。该复位脉冲 Preset实质上与对锁存输出信号Pn4以及VCO时钟信号XCKvco进行或(OR)处理得到的信 号相等，所以成为图8(1)所示的信号。RS触发器220与复位脉冲Preset的下降沿tfnlO 同步地工作。图8 (m)所示的PWM信号Pnl 1是图5所示的RS触发器220的输出，即节点附1中输 出的PWM信号。为了通过利用图8(k)以及(1)所示的置位脉冲Pset以及复位脉冲Preset 分别进行置位以及复位来生成RS触发器220中输出的PWM信号Pnll，取出图8(m)所示的 PWM信号。另外，图8 (η)所示的PWM信号Pnll虽然信号的极性被反转但是与图8 (i)所示 的锁存输出信号Pn4大致相同。图8(n)所示的第2最小宽度脉冲信号Pn32表示节点N32中产生的信号，该信号 与反转了图8(d)所示的第2最小宽度脉冲Pm2的极性所得的信号大致相等。图8(0)所示的PWM信号Pnl2是节点N12即反相器232的输出端子中输出的信 号，PWM信号Pnl2从RS触发器220的输出端子即节点Nll取出，与图8 (m)所示的PWM信 号Pnll大致相等。图8 (ρ)所示的PWM信号P290是输出端子290中输出的占空比调整电路200的输
29出信号。在输出端子290中输出占空比被调整后的PWM信号以及未被调整的PWM信号的全 部。对于图8(p)所示的PWM信号P290的占空比被调整了怎样的程度，若与图8(g)相 比较则能够容易地理解。即，图8(g)所示的PWM信号PlOO示意性地示出占空比为100% 的附近的信号，该信号的脉冲宽度由WplOO表示。可知该PWM信号PlOO的占空比被调整 后，如图9(p)所示，如用脉冲宽度WpmlOO表示的那样，比占空比被调整之前的脉冲宽度 WplOO变小(变窄)。这意味着占空比被调整了。变小了的差分脉冲宽度AWp为AWp = (WplOO-WpmlOO)。而且差分脉冲宽度AWp与图8(c)所示的第1最小宽度脉冲Pl的最小 脉冲宽度Wpml相等。这里，第1最小宽度脉冲Pl的最小脉冲宽度Wpml是VCO时钟信号 CKvco的周期Tl的0 % 5 %的范围，优选是3 %左右，因此，占空比的调整率为3 %，占空比 的调整范围为97% 100%。如前所述，图8例示了占空比为100%的附近的信号，但占空比为0%的附近的情 况也能够同样地考虑。即，占空比为0%的附近的PWM信号的占空比的调整范围为0% 3%。另外，在占空比超过第1、第2最小宽度脉冲Wpml、Wpm2的PWM信号的情况下，不执行 占空比的调整，将输入端子202中输入的原来的占空比的PWM信号原样输出给输出端子290中。如以上说明的那样，相对于PWM电路150处理0% 100%的第1占空比的范围的 PWM信号，占空比调整电路200在比第1占空比的范围窄的例如3% (或5%) 97% (或 95% )的范围调整占空比。图9是表示由占空比调整电路生成的最小脉冲宽度的大小与VCO时钟信号CKvco 的频率的关系的图。即，表示按照VCO时钟信号CKvco的频率f的大小，应将由占空比调整 电路200中设置的第1最小脉冲宽度信号生成电路260以及第2最小脉冲宽度信号生成 电路280生成的第1最小脉冲宽度Wpml以及第2最小脉冲宽度Wpm2的大小调整为怎样 程度的大小的图。尤其表示占空比的调整率为3%以及5%时。第1最小脉冲宽度Wpml以 及第2最小脉冲宽度Wpm2，设VCO时钟信号CKvco的频率为f、周期为Tl时，第1、第2最 小宽度Wpl、Wp2利用Wpl = Wp2 = TlX占空比的调整率=(1/f) X占空比的调整率来决 定。因此，VCO时钟信号CKvco的频率f为f = 500KHz时，设占空比的调整率分别为3%、 5%时，第1、第2最小宽度Wpl、Wp2成为60ns、100ns。此外，VCO时钟信号CKvco的频率f 为IMHz (IOOOKHz)时的第1、第2最小宽度Wpl、Wp2分别成为30ns、50ns。图10示出由占空比调整电路200调整的占空比的范围。图10示出将占空比的 100%的附近的范围看做95% 100%、将0%的附近的范围看做0% 5%的情况。横轴表 示PWM电路150的输出信号，即，占空比调整电路200的输入端子202中输入的PWM信号， 纵轴的左侧中表示占空比调整电路200的输出端子290中输出的、所谓占空比被调整后的 PWM信号P290。在占空比的调整率为3%的情况下，如用参照符号Cl所示的那样，示出如 下状态PWM信号的占空比为0 % 3 %的PWM信号一致被调整为占空比为3 %的PWM信号， 此夕卜，占空比为97% 100%的PWM信号一致被调整为占空比为97%的PWM信号P290。同 样，在占空比的调整率为5%的情况下，如用参照符号C2所示的那样，示意性地示出如下状 态PWM信号的占空比为0 % 5 %的PWM信号一致地被调整为占空比为5 %的PWM信号，并 且，占空比为95 % 100 %的PWM信号一致地被调整为占空比为95 %的PWM信号。
此外，在图10的纵轴的右侧示意性地示出由于占空比的调整而D类功率放大器 100整体的动态范围(dynamic range)变化的情况。即，完全未实施占空比的调整时的动态 范围DyO与不设置占空比调整电路200时等效，所以动态范围成为DyO = 100%。伴随使 占空比的调整率变大，动态范围变窄。示意性地示出如下状态占空比的调整率为3%时的 动态范围Dy3与调整率为0%时的动态范围相比变窄，进而占空比的调整率为5%时的动态 范围Dy5比调整率3%时的动态范围相比变窄。直截了当地说，假设调整率为0%时的最大 输出信号为IOVpp时，设定为占空比调整率5%时最大输出信号减少10%左右，最大输出信 号的振幅值成为9Vpp。在占空比的调整率为3%的情况下，最大输出信号减少6%左右，最 大输出信号的振幅衰减到9. 4Vpp。因此，在采用本发明涉及的占空比调整电路200的情况 下，考虑D类功率放大器100的用途以及要输出的最大输出来决定占空比的调整率。[实施方式2]图11是表示本申请发明的实施方式2的D类功率放大器101的结构的电路模块 图，是与图1相对照的图。此外，图12(a) (d)是表示D类功率放大器101的动作的信号 波形图。参照图11，该D类功率放大器101与图1的D类功率放大器100不同的点是模 拟信号处理部130被模拟信号处理部102置换，增加了电流源103、104以及电容器105，占 空比调整电路200被占空比调整电路106置换。模拟信号处理部102是从模拟信号处理部130去除了放大器134的部件。信号切 换电路135的第2端子135b中，施加电源电压El的1/2的直流电压E1/2。信号切换电路 135例如由可变分压电路构成。如图12(a) (d)所示，控制信号MU为低电平时(时刻t0 t3)，信号切换电路135的分压比被设定为0，直流电压E1/2经由信号切换电路135直接给 予放大器136，放大器136的输出电压Sin2固定为直流电压El/2。控制信号MU是在静噪开时为低电平、在静噪关时为高电平的信号。在控制信号MU 从低电平上升为高电平时(时刻t3)，通过信号Sml2，信号切换电路135的分压比经过规定 时间TA渐渐从0增大到1 (时刻t3 t4)。由此，放大器136的输出电压Sin2从直流电压 E1/2渐渐变换为直流电压E1/2中重叠了模拟信号Sinl的波形。静噪关时，信号切换电路 135的分压比被固定为1。控制信号MU从高电平下降为低电平时(时刻t5)，通过信号Sm34，信号切换电路 135的分压比经过规定时间TA渐渐从1减少到0(时刻t5 t6)。由此，放大器136的输 出电压Sin2从直流电压E1/2中重叠了模拟信号Sinl的波形渐渐变化为直流电压E1/2。 静噪开时，信号切换电路135的分压比被固定为0。此外，电流源103连接于直流电压E1/2的节点与放大器142的非倒相输入端子 (+)之间，在控制信号SD为高电平时，流过规定值的电流，在控制信号SD为低电平时，切断 电流。电流源104连接于放大器142的非倒相输入端子⑴与接地电位GND(OV)的节点之 间，在控制信号SD为高电平时，切断电流，在控制信号SD为低电平时，流过规定值的电流。 电容器105连接于放大器142的非倒相输入端子⑴和接地电位GND(OV)的节点之间。控制信号SD是如下的信号在静噪开时为低电平，在从静噪开向静噪关切换时， 在比控制信号MU上升为高电平的时刻(例如t3)提前规定时间(TB+TC)的时刻(例如tl) 上升为高电平。此外，控制信号SD是如下的信号在静噪关时为高电平，在从静噪关向静噪 开切换时，在比控制信号MU下降为低电平的时刻(例如t5)延迟规定时间(TA+TC)的时刻(例如t7)下降为低电平。静噪开时(时刻t0 tl)，控制信号SD为低电平，电流源103切断电流，电流源 104流过电流，电容器105的端子间电压V105成为0V。接着，在控制信号SD从低电平上升 为高电平时(时刻tl)，电流源103流过电流，电流源104切断电流，电容器105的端子间 电压V105渐渐上升，经过规定时间TB后，达到直流电压E1/2。静噪关时，电容器105的端 子间电压V105维持直流电压E1/2。从静噪关切换为静噪开之后经过规定时间(TA+TC)后 (时刻t7)，控制信号SD下降为低电平。由此，电流源103切断电流，电流源104流过电流， 电容器105的端子间电压V105渐渐下降，经过规定时间TB后达到OV (时刻t8)。另外，因为放大器142的非倒相输入端子(+)和倒相输入端子(_)维持相同的电 压，所以给予扬声器RL的模拟信号SRL的直流分量与电容器105的端子间电压V105相同。占空比调整电路106总是将占空比维持在1. 5%以上。例如，在设从PWM电路150 输出的PWM信号P50的1周期为2μ sec时，PWM信号P50的各脉冲的脉冲宽度通过占空比 调整电路106至少调整为30nSec。另外，在没有占空比调整电路106的情况下，在有电路 延迟时，在使电容器105的端子间电压V105从OV渐渐上升为直流电压E1/2的期间(时刻 tl t2)，不再周期性地输出PWM信号P50的脉冲，爆破噪声产生。此外，在静噪关时，占空 比调整电路106可以具有与占空比调整电路200相同的功能。下面，说明该D类功率放大器101的动作。静噪开时，控制信号SD、MU都被固定 为低电平，放大器136的输出电压Sin2被固定为直流电压E1/2，电容器105的端子间电压 V105被固定为0V。在该期间(时刻t0 tl)，模拟信号SRL固定为0V，扬声器RL不产生声音。在由D类功率放大器101的用户指示静噪关时，首先控制信号SD从低电平上升为 高电平(时刻tl)。控制信号SD成为高电平后，电流源103流过电流，电流源104切断电 流，电容器105的端子间电压V105经过规定时间TB从OV渐渐上升到直流电压E1/2。此 时，模拟信号SRL按照电压V105渐渐上升，所以由扬声器RL不产生爆破噪声。电压V105达到一定电压E1/2之后经过规定时间TC后(时刻t3)，控制信号MU从 低电平上升到高电平。在控制信号MU为高电平后，信号切换电路135的分压比经过规定时 间TA从0渐渐增大到1，放大器136的输出电压Sin2的交流分量渐渐增大。电压Sin2变 换为PWM信号之后输出给输出端子190，而且通过由电感器Ll以及电容器Cl构成的低通滤 波器，变换为模拟信号SRL。静噪关时，模拟信号SRL的波形成为与放大器136的输出电压 Sin2的波形相同。此时，放大器136的输出电压Sin2的直流分量被固定，所以交流分量的 波形不失真，声音不恶化。在由D类功率放大器101的用户指示静噪开时，首先控制信号MU从高电平下降为 低电平(时刻t5)。控制信号MU为低电平后，信号切换电路135的分压比经过规定时间TA 从1渐渐减少到0，放大器136的输出电压Sin2的交流分量渐渐衰减，电压Sin2成为一定 的电压El/2(时刻t6)。此时，放大器136的输出电压Sin2的直流分量被固定，所以交流分 量的波形不失真，声音不恶化。电压Sin2成为直流电压E1/2之后经过规定时间TC后，控制信号SD从高电平下 降到低电平(时刻t7)。控制信号SD为低电平后，电流源103切断电流，电流源104流过电 流，电容器105的端子间电压V105经过规定时间TB从直流电压E1/2渐渐下降到0V。此时，模拟信号SRL按照电压V105渐渐下降，所以由扬声器RL不产生爆破噪声。此外，通过占空比调整电路106，PWM信号的占空比被维持在1. 5 %以上，所以起因 于从PWM电路150不周期性地输出PWM信号P50的脉冲而产生的爆破噪声也不会发生。在该实施方式2中，除了能够获得与实施方式1相同的效果之外，能够使模拟电压 Sin2的波形的失真变小，并且能够降低声音的恶化。本次公开的实施方式应考虑为全部的点都是例示而非限制性的情况。本发明的范 围不是上述说明而由请求范围来表示，包括与请求范围均等的意思以及在范围内的所有变更。产业上的可利用性本发明能够提供可以排除在静噪开/关的切换时以及PWM信号的占空比为0%、 100%的附近容易产生的爆破噪声的D类功率放大器，所以其产业上的可利用性高。
权利要求
一种D类功率放大器，具备信号输入端子，其输入模拟输入信号；模拟信号处理部，其连接于所述信号输入端子，并对所述模拟信号进行处理；积分电路，其对从所述模拟信号处理部输出的模拟信号进行积分；PWM电路，其对从所述积分电路输出的积分信号进行脉冲宽度调制(PWM)，生成PWM信号；和信号输出端子，其输出由所述PWM电路生成的脉冲宽度调制信号，所述模拟信号处理部具有第1放大器，其连接于所述信号输入端子，对所述模拟输入信号进行放大；第2放大器，其输出直流电压，作为输出信号；信号切换电路，其将所述第1放大器以及所述第2放大器的输出信号分别输入到第1端子以及第2端子，并被施加具有规定时间的切换控制信号；和第3放大器，其输入端子以及输出端子分别连接于所述信号切换电路的输出端子以及所述积分电路，通过所述切换控制信号，对所述第3放大器的所述输出端子输出所述第1放大器以及所述第2放大器的输出信号的任意一个。
2.根据权利要求1所述的D类功率放大器，其中，所述切换控制信号是阶梯波状、锯齿波状或者三角波状的信号中的任意一种。
3.根据权利要求2所述的D类功率放大器，其中，所述切换控制信号的所述规定时间是50ms 150ms。
4.根据权利要求1所述的D类功率放大器，其中，对所述信号切换电路施加切换为静噪开以及静噪关的任意一方的动作模式的切换控 制信号。
5.根据权利要求4所述的D类功率放大器，其中，在静噪开的动作模式时，所述切换控制信号将所述信号切换电路控制为将所述第2放 大器的输出信号传达给所述第3放大器。
6.根据权利要求4所述的D类功率放大器，其中，在静噪关的动作模式时，所述切换控制信号将所述信号切换电路控制为将所述第1放 大器的输出信号传达给所述第3放大器。
7.一种D类功率放大器，具备信号输入端子，其输入模拟输入信号；模拟信号处理部，其连接于所述信号输入端子，对所述模拟输入信号进行处理； 积分电路，其对从所述模拟信号处理部输出的模拟信号进行积分； PWM电路，其在第1占空比的范围内对从所述积分电路输出的积分信号进行脉冲宽度 调制，生成脉冲宽度调制(PWM)信号；VCO电路，其向所述PWM电路提供三角波信号，并且生成与所述三角波信号同步的VCO 时钟信号；占空比调整电路，其在比所述第1占空比的范围窄的第2占空比的范围内，对所述PWM 电路的输出端子中输出的PWM信号调整所述PWM信号的占空比；输出端子，其输出所述占空比调整电路的输出信号； 驱动器电路，其连接于所述输出端子； 功率晶体管，其连接于所述驱动器电路；和信号输出端子，其连接于所述功率晶体管，输出所述占空比被调整的PWM输出信号。
8.根据权利要求7所述的D类功率放大器，其中，所述第1占空比的范围是0% 100%，所述第2占空比的范围是3% 97%。
9.根据权利要求7所述的D类功率放大器，其中，所述占空比调整电路具有临时存储PWM信号的锁存电路，所述锁存电路采用传输门、 NAND电路以及OR电路中任一种来构成。
10.根据权利要求9所述的D类功率放大器，其中，所述锁存电路由所述传输门构成；所述传输门具有输入端子、输出端子以及控制端子；对所述传输门的所述输入端子输入所述PWM信号；对所述控制端子施加开关控制信号，该开关控制信号在与所述VCO时钟信号之间具有 规定调整率并且具有比所述VCO时钟信号的周期的大小要小的脉冲宽度，而且与所述VCO 时钟信号的上升沿以及下降沿同步；从所述输出端子取出所述锁存电路的锁存输出信号。
11.根据权利要求10所述的D类功率放大器，其中，所述锁存电路具有第1传输门、第2传输门、第1反相器以及第2反相器， 所述第1传输门、第2传输门分别具有输入端子、输出端子以及控制端子，所述第1反 相器、第2反相器分别具有输入端子、输出端子，并且所述两个反相器串联连接，所述第1传输门的输入端子以及输出端子分别连接于所述PWM电路的输出端子以及第 1反相器的输入端子，所述第1反相器的输出端子连接于所述第2反相器的输入端子，所述 第2传输门的输入端子以及输出端子分别连接于所述第2反相器的输出端子以及所述第1 传输门的输出端子，对所述第1传输门、第2传输门的所述控制端子施加所述开关控制信号，从所述第1反 相器以及所述第2反相器的公共连接点输出锁存输出信号。
12.根据权利要求11所述的D类功率放大器，其中，所述开关控制信号的周期T2的大小是所述VCO时钟信号的周期Tl的1/2。
13.根据权利要求7所述的D类功率放大器，其中， 所述占空比调整电路具有锁存电路，其临时存储所述PWM信号；第1逻辑电路，其分别输入所述锁存电路的锁存输出信号以及所述VCO时钟信号； 第2逻辑电路，其分别输入所述锁存电路的所述锁存输出信号以及所述VCO时钟信号；RS触发器，其分别输入所述第1逻辑电路以及第2逻辑电路的各输出信号，作为置位信 号以及复位信号；最小脉冲宽度信号生成电路，其基于所述VCO时钟信号，对所述VCO时钟信号的周期设 定规定调整率；第3逻辑电路，其分别输入所述RS触发器的输出信号和所述最小脉冲宽度信号生成电 路的输出信号；和第4逻辑电路，其分别输入所述第3逻辑电路的输出信号以及由所述最小脉冲宽度信 号生成电路生成的最小宽度脉冲。
14.根据权利要求13所述的D类功率放大器，其中，所述第1逻辑电路、第2逻辑电路以及第4逻辑电路是与非(NAND)电路，所述第3逻 辑电路是或非(NOR)电路。
15.根据权利要求10 13中任意一项所述的D类功率放大器，其中， 所述规定调整率是0 % 5 %。
16.根据权利要求15所述的D类功率放大器，其中， 所述规定调整率是3%。
17.根据权利要求13所述的D类功率放大器，其中，所述最小脉冲宽度信号生成电路具有分别生成第1最小宽度脉冲以及第2最小宽度脉 冲的第1最小脉冲宽度信号生成电路以及第2最小脉冲宽度信号生成电路。
18.根据权利要求10所述的D类功率放大器，其中，合成所述第1最小宽度脉冲、第2最小宽度脉冲，从而生成所述开关控制信号。
19.根据权利要求17所述的D类功率放大器，其中，所述第1最小脉冲宽度生成电路、第2最小脉冲宽度生成电路分别由积分电路和输入 所述积分电路的输出信号的施密特触发器电路构成，所述积分电路由电阻和电容器构成。
20.—种D类功率放大器，具备信号输入端子，其输入模拟输入信号；和模拟信号处理部，其连接于所述信号输入端子，对所述模拟输入信号进行处理， 所述模拟信号处理部具有第1放大器，其连接于所述信号输入端子，对模拟信号进行放大； 第2放大器，其输出规定的直流电压；信号切换电路，其对第1端子以及第2输入端子分别输入所述第1放大器以及所述第 2放大器的输出信号，并被施加设定为规定时间的切换控制信号；和第3放大器，其输入端子以及输出端子分别连接于所述信号切换电路的输出端子以及 对所述模拟信号进行积分的积分电路，通过所述切换控制信号，经过所述规定时间后，对所述第3放大器的所述输出端子输 出所述第1放大器以及所述第2放大器的输出信号的任意一方，而且， 所述D类功率放大器，还具备PWM电路，其在第1占空比的范围内，对从所述积分电路输出的积分信号进行脉冲宽度 调制(PWM)，生成PWM信号；占空比调整电路，其在比所述第1占空比的范围窄的第2占空比的范围内，对所述PWM 电路的输出信号调整所述PWM信号的占空比；驱动器电路，其输入所述占空比调整电路的输出信号； 功率晶体管，其连接于所述驱动器电路；和信号输出端子，其连接于所述功率晶体管，输出所述占空比被调整后的PWM输出信号。
21.根据权利要求20所述的D类功率放大器，其中，提供给所述第1放大器、第2放大器、第3放大器以及所述积分电路的电源电压相等， 对所述第2放大器的非倒相输入端子输入与所述电源电压相等的电压，所述第2放大 器的倒相输入端子和输出端子公共连接并连接于所述信号切换电路的所述第2输入端子， 所述第3放大器的非倒相输入端子连接于所述信号切换电路的所述输出端子，所述第 3放大器的倒相输入端子和输出端子公共连接并经由积分用的电阻连接于所述积分电路的 倒相输入端子，对所述积分电路的非倒相输入端子输入预先决定的直流电压，所述积分电路的输出端 子连接于所述PWM电路。
22.根据权利要求1、7以及20中任意一项所述的D类功率放大器，其中，所述信号输出端子上串联连接将所述PWM输出信号解调为模拟信号的低通滤波器、扬 声器以及耦合电容器。
全文摘要
本发明提供一种D类功率放大器(100)，其具备输入模拟信号的信号输入端子(120)；放大模拟信号的模拟信号处理部(130)；对从模拟信号处理部(130)输出的模拟信号进行积分的积分电路(140)；对从积分电路(140)输出的积分信号进行脉冲宽度调制(PWM)，并且，在第1占空比的范围内输出脉冲宽度调制信号的PWM电路(150)；对从PWM电路(150)输出的脉冲宽度调制(PWM)信号，在比第1占空比的范围窄的第2占空比的范围内调整脉冲宽度的占空比调整电路(200)；处理从占空比调整电路(200)输出的脉冲宽度调制(PWM)信号的第1驱动器(170)以及第2驱动器(180)和功率晶体管(TR1、TR2)。
文档编号H03F1/00GK101939909SQ20098010463
公开日2011年1月5日 申请日期2009年12月9日 优先权日2008年12月10日
发明者高木凉, 高畑浩史 申请人:罗姆股份有限公司