专利名称：电容乘法器电路的制作方法
技术领域：
实例实施例大体上涉及一种电容乘法器电路且涉及一种具有电容乘法器的跨阻 抗放大器(TIA)电路。
背景技术：
通常在芯片上系统(SoC)集成中，芯片上电容器占据大量硅有效面积，因此减少 其在芯片上占据的表面面积的量是合意的。一种解决此问题的方式已为在芯片上使用电容 乘法器电路，以使得较小的IX电容器可形成在芯片上，但视电路中电容的设计要求而定， 电容相乘能够在芯片上的电路中充当5X或IOX电容器。电容乘法器可广义上分类为两种基本类别例如米勒电容乘法器的基于电压的电 容乘法器；以及基于电流的电容乘法器。米勒电容乘法器在其基本形式上感测穿过电容器 的电压且反馈一电压。在基于电流的电容乘法器中，穿过电容器的电流经感测、相乘且反馈 到滤波器以提高有效电容。然而，举例来说，米勒电容乘法器要求将额外功率和称为主动电容器乘法器的电 路添加到例如跨阻抗放大器(TIA)的现有电路。此额外电路使得信号流过额外节点，其可 引起影响具有额外有效电容器乘法器电路的整个放大器电路的频率响应的额外极点和零。 因此，此额外电路在小芯片表面上是不合意的，且整个电路的频率响应稳定性可受不利影 响。在常规电流感测电容乘法器中，电路感测穿过电容器的电流，且将电流与有效电 容的所得增加相乘。在常规实例中，乘法器电路包括与另一金属氧化物半导体(MOS)晶体 管或双极装置形成电流镜的MOS晶体管或双极装置，且感测穿过RC滤波器的电流。在此常 规电流感测电容乘法器电路中，乘法器电路在将电流镜反射回到输入节点的同时将所述电 流相乘。然而，感测电流且作为电路中的电流镜的部分的MOS晶体管的跨导(1/gm)充当对 于电容器的串联有损耗电阻器。必须通过必须将更多电流施加到组成电路的其它晶体管而 减小此电阻。因此，常规电流感测电容乘法器要求大量额外功率以便实现电容乘法器效应。
发明内容
本发明的一实施例可包括一种电容乘法器电路，其包含滤波器，其包含电阻器 (R)、电容器(C)和输入；第一输出分支，其连接到滤波器以感测穿过滤波器的输出电流 (i。ut)；以及第二输出分支，其与第一输出分支并联以基于乘数K将经感测i。ut相乘，其中K 大于1，第二输出分支耦合到反馈路径以将i。ut的相乘值反馈到滤波器的输入以实现较大 有效C。本发明的另一实施例可包括一种跨阻抗放大器(TIA)电路，其包含放大器，其耦 合于一对RC滤波器之间，每一滤波器经配置以滤波由放大器产生的信号；一对第一输出分 支，每一者耦合到相应滤波器输出；以及一对第二输出分支，每一者与对应的第一输出分支 并联，其中每一第一输出分支经配置以感测穿过其对应滤波器的输出电流(i。ut)，且每一第二输出分支经配置以依据整数乘数K将经感测i。ut相乘，其中K大于1且经配置以将经相 乘的i。ut反馈到相应滤波器输入以在TIA电路中实现较大有效电容。本发明的另一实施例可包括一种包括电容乘法器电路的设备，所述电路包含滤 波器，其具有与电容器(C)并联的电阻器(R)；第一信号路径，其耦合到滤波器输出；以及第 二信号路径，其耦合到到滤波器的输入，其中穿过滤波器的电流输出(i。ut)在所述两个路径 之间分裂，在第一路径中经感测且在第二路径中经相乘，经相乘的电流从第二路径反馈到 滤波器输入以增加电容器(C)的有效电容。本发明的另一实施例可包括一种用于电容相乘的方法，其包含在第一路径中感 测来自滤波器的电流(i。ut)，其中滤波器包括耦合到与电容器(C)并联的电阻器(R)的输 入；在第二路径中使经感测电流(i。ut)与乘数K相乘，其中K大于1，且其中第二路径与第一 路径并联；以及将来自第二路径的经相乘电流反馈到滤波器输入以增加电容器(C)的有效 电容。本发明的另一实施例可包括一种用于电容相乘的设备，其包含用于在第一路径 中感测来自滤波器的电流(i。ut)的装置，其中滤波器包括耦合到与电容器(C)并联的电阻 器(R)的输入；用于在第二路径中将经感测电流(i。ut)与乘数K相乘的装置，其中K大于1， 且其中第二路径与第一路径并联；以及用于将来自第二路径的经相乘电流反馈到滤波器输 入以增加电容器(C)的有效电容的装置。
附图经呈现以辅助描述本发明的实施例且仅提供用于说明实施例而非对其加以 限制。图IA是不具有电容相乘的常规运算放大器RC电路的概念框图。图IB是根据实施例的展示为跨阻抗放大器(TIA)电路的部分的电容乘法器电路 的概念框图。图2A是图IA的示意图以更详细地展示电路组件。图2B是图IB的示意图以更详细地说明电路组件。图3是经模型化为具有和不具有电容乘法器的TIA电路的AC仿真结果的屏幕截 图。图4是说明电容乘法器的瞬时仿真结果的屏幕截图。图5是说明电容相乘方法的流程图。
具体实施例方式在针对于本发明的特定实施例的下文描述和相关图式中揭示本发明的方面。可在 不脱离本发明的范围的情况下设计替代实施例。另外，将不详细描述或将省略本发明的众 所周知的元件以免混淆本发明的相关细节。词“示范性”或“实例”在本文中用以意谓“充当实例、例项或说明”。本文中描述 为“示范性”的任何实施例未必解释为比其它实施例优选或有利。同样，术语“本发明的实 施例”不要求本发明的所有实施例包括所论述特征、优点或操作模式。本文中使用的术语仅出于描述特定实施例的目的且无意限制本发明的实施例。如
6本文中所使用，单数形式“一”和“所述”还意欲包括复数形式，除非上下文另外清楚地指示。 将进一步理解，术语“包含”和/或“包括”当在本文中使用时指定所述特征、整体、步骤、操 作、元件和/或组件的存在，但并不排除一个或一个以上其它特征、整体、步骤、操作、元件、 组件和/或其群组的存在或添加。实例实施例针对于感测穿过电路的RC滤波器中的电容器的电流且将电流相乘的 电容乘法器电路。实例实施例在不添加额外电路或要求额外功率的情况下实现电容乘法器 效应。电容乘法器电路在提高滤波器中的电容器的有效电容的过程中不影响整个电路的频 率响应和/或稳定性。此外，本文中的实例电容乘法器电路不影响整个电路的线性性能。图IA是不具有电容相乘的常规运算放大器RC电路的概念框图。具体来说，图IA 说明具有RC滤波器的跨阻抗放大器(TIA)电路。图IB是如根据实例实施例修改的同一电 路的概念框图。图IA中的作为具有RC滤波器的运算放大器的常规TIA电路经展示为实施 一 RC极点，在所述RC极点处，通常电容C实质上较大且电阻较小以解决噪声。在一个实例 中，在无线接收器中的混频器级之后使用图IA的TIA电路。混频器将高频率RF信号连同 不合意的高频率信号下变频转换为低频率IF或零-IF信号。为滤出不想要的频率，使用例 如TIA电路的低通滤波器电路。TIA电路接受来自混频器的电流信号(所要的低频率信号 和非所要的高频率信号两者)，且滤出不想要的信号。如图IB的电路中所展示，如果电流i。ut可经感测并依据乘数K (此处展示为K-1) 而相乘，则如图IA中的同一 RC极点可以小K倍的电容以及大K倍的电阻实施。相应地，在 图IB的框图中，来自RC滤波器的输出电流经分裂为两个分支，载运i。ut的第一分支和包括 电流乘法器(展示为电流源(K-I) i。ut)的第二分支。可因此将此较大的经相乘的电流反馈 到每一 RC滤波器的输入。除了将RC滤波器输出分裂为两个分支之外，还使用乘数K，其中K可为零、正分数 或任何正整数。如所展示，电阻器R、电容器C和i。ut中的一者或一者以上由乘数K修改或 缩放。在图IB中，已将每一滤波器的电阻值修改为K · R，且已将每一滤波器的电容值修改 为C/K。此缩放确保与图IA中的常规电路相比增益和输出电压两者保持不变。图2A是图IA的示意图以更详细地展示电路组件；图2B是图IB中的概念图的示 意图以更详细地说明电路组件。为简单的目的，在图2A和图2B的电路中未展示产生偏压 v_cmfb的共模反馈电路。在图2A中，不具有电容相乘的常规运算放大器RC电路200包括输入节点vip、vim 与输出节点vom、νορ之间的RC滤波器205 (低通滤波器)。为考虑噪声要求，电路200中 的电容C通常相当小(如大约数十微微法拉)且电阻R通常较大(例如，几千欧姆)。每一 输出节点vom/vop位于输出分支210中且耦合于PMOS晶体管215与电流源220之间。举 例来说，电流源220可体现为NMOS晶体管。PMOS晶体管215充当输出电流的供应者。由电流源220载运穿过PMOS晶体管215 的DC电流。PMOS晶体管215载运输出信号电流和DC电流，但电流源220仅载运DC电流且 不载运输出电流。在图2A中，PMOS晶体管215和电流源220均不执行电容相乘。在图2A中的操作中，将输入电压施加到输入装置。输入信号从节点Vip施加到 PMOS晶体管215的输入，其中PMOS晶体管215将电压增益提供到输入信号。接着，PMOS晶 体管215将此经放大的输入信号转换为输出电流。如果不存在信号，则PMOS晶体管215仅载运流过电流源220到接地的DC电流。但在输入信号存在的情况下，PMOS晶体管215载 运输出电流和DC电流两者，输出电流流出到滤波器205的RC分支中，且DC电流流到电流 源 220。图2B的电路200'在构造和操作上类似于图2A的电路200，除了以下内容之外。 在图2B的电容乘法器电路200'中，穿过每一 RF滤波器205'的输出电流i。ut经分裂为两 个分支，第一输出分支210'和第二输出分支250。尽管具有不同地设计大小的PMOS晶体 管215'、255和不同地缩放的电流源220'、260，但每一分支210‘、250为图IA中的分支 210的副本。举例来说，在图2B的电容乘法器电路200'中，图2A的PMOS晶体管215经分裂 为两个较小装置，PMOS晶体管215'和255。因此，图2B中的所述两个装置和215‘和255 的等级和大小总体上等于图2A的PMOS晶体管215的等级和大小。用电流源220进行相同 分裂，将其分裂为总体上具有与电流源220相同的大小和特性/等级的两个较小装置(参 见电流源220'和260)。因此，尚未将额外功率或额外较大装置添加到电路200'；较大装 置215/220已分裂为两个较小装置(215' /255和220' /265)。由于分裂提供两个输出路径，所以现在输出电流(PM0S晶体管215'中)的一部 分正穿过电阻器分支KR和电容器分支C/K流到滤波器205'中。此输出电流与图2A中在 R和C分支中流动的相同电流相比小K倍。换句话说，由于R已增加了 K倍且C已减小了 K 倍，所以阻抗已增加了 K倍，其要求小K倍的电流。另外，由于PMOS晶体管215与255之间 的电流镜动作，PMOS晶体管255现在载运(K-I)倍的流过滤波器205'的KR和C/K分支的 电流。应注意，穿过两个分支的电流在vip节点(或vim模式)处相加；因此图2A与图2B 中的vip/vim节点处的电流是相同的，除了图2B的电路200'节省相当大量的电容之外。因此，与图2A中的电路200相比，图2B的电路200'中的其它装置组件中的任一 者未发生改变，除了将输出分支分裂为两个路径(两个输出分支210' ,250)和使用乘数 K (其可为分数或整数，K > 1)来修改每一滤波器205'的电容器C和电阻器R中的一者或 一者以上，以及修改或缩放如上文论述的PMOS晶体管215'、255中的一者或两者和电流源 220'、260中的一者或两者之外。在添加额外分支250的过程中，依据K而分别将分支210 ‘、250中的两个PMOS晶 体管215'、255之间的大小比率设定为IX和(K-l)X，其中X表示单位单元。在设计电路 200'时，第一 PMOS晶体管215'和第二 PMOS晶体管255的大小被设计为IX (K-I)X的 比率。在将PMOS装置的大小设计为IX (K-I)X的比率的过程中，PMOS晶体管215'、255 具有相同的栅极到源极电压，其使得穿过每一者的电流处于与其大小比率相同的比率。每一第二输出分支250包括PMOS晶体管255的漏极与电流源260之间的节点265。 节点265经由反馈路径270而连接到到滤波器205'的输入(在vim、vip处)。因此，在反 馈路径270上的节点265处将第二输出分支250中的经相乘电流反馈到滤波器205'的输 入 vim、vip。与图2A的常规运算放大器RC电路200中的电流源220相比，图2B中的电流源 220'、260中的每一者具有不同的乘数缩放比例。第一输出分支中的电流源220'不具有 乘法器，即，其仅为I，而第二分支中的电流源260产生为(K-I)I的电流，其中K为分数或整 数乘数K > I。添加来自两个输出分支210'、250中的源220'、260的两个电流提供从图2A中的电流源220产生的相同电流KI。电流源220'、260可各自由NMOS晶体管实施。充当第一和第二输出分支中的电流 源220'、260的NMOS晶体管可在电路设计期间经设计大小以便具有与PMOS晶体管215'、 255相同的比率。举例来说，第一和第二 NMOS晶体管可在电路设计期间经设计大小以使得 第一输出分支210'与第二输出分支250中的电流的比率是1 K-1。在一实例中，在设计电路200'时可将K设定到固定值以便在两个PMOS晶体管 215'、255与两个电流源220'、260 (NM0S晶体管)之间实现所要比率。此设定两个分支中 的电流(i-和(K_l)i。ut)的所要比率，其中经相乘的电流(K_l)i。ut电流经由路径270反馈 到滤波器205'的输入vim、Vip0因此，为在电路200'中实现较大有效电容，穿过滤波器205'的电容器(具有电 容C/K)和电阻器(具有电阻K· 的输出电流i-在第一输出分支210'中由PMOS晶体 管215'感测，在第二输出分支250中在PMOS晶体管255处乘K-I倍，且接着在节点265处 经由反馈路径270而反馈到滤波器205'的输入节点vim/vip。此产生有效电容C和有效 电阻R(如图2A的电路200中)，但使用小K倍的电容(和大K倍的电阻)。在此配置中， 不消耗额外功率，且线性、频率响应和增益补偿保持与图2A的常规TIA级中相同。换句话 说，来自每一滤波器205'的电压输出保持相同；由于K中的每一者在低通滤波器205'中 彼此抵消(C/K*K*R)以使得在小K倍的电容(和大K倍的电阻)的情况下实现同一 RC极 点，所以vom和νορ处的节点电压不改变。已在上文将实例乘法器电路作为TIA运算放大器电路的部分进行了描述。然而， 具有分裂分支和反馈的乘法器电路可并入于跨导体-电容器(Gm C)滤波器中，其中图2B 中的运算放大器被Gm(跨导)级替代。在例如无线接收器的典型通信系统中，跨导体-电 容器(Gm C)滤波器可为接收器的重要构建块。跨导体为递送与输入信号电压Vin成比例 的输出电流ic的元件。对于双极装置来说，存在以下关系ic = gm*Vin，其中gm为所述元 件的跨导。一般来说，跨导越大，增益越大。当电容器连接到跨导体的输出时，形成积分器。 可因此使用Gm C积分器来实施单块滤波器。因此，实例实施例包括具有如图IB和图2B中 展示的电容乘法器的Gm C滤波器。图3是经模型化为具有和不具有电容乘法器的TIA电路的AC仿真结果的屏幕截 图。提供图3以说明电容乘法器的频率响应。在仿真运用中，模型化不具有电容乘法器(标 记为无电容乘法器的曲线)和具有电容乘法器(标记为5X电容乘法器的曲线)的TIA电 路。两个曲线的目标是实施383KHz处的RC极点频率。对于经模型化为不具有电容乘法器的TIA电路来说，RC滤波器的电阻R维持于 2025 Ω。在不具有电容相乘的情况下，需要将电容C设定于205pF以实现RC极点。较浅曲 线说明利用电容相乘的电路。对于经模型化为不具有电容乘法器的TIA电路来说，41pF电 容器乘五倍(5X)以在电阻R处于10. 125ΚΩ时在383KHz处实现同一 RC极点。因此，在滤 波器(IMHz和以下处的经模型化的低通滤波器)的所关注区域中彼此镜射的两个曲线说明 对于两种电路配置来说频率响应基本相同。图4是说明电容乘法器的瞬时仿真结果的屏幕截图。如图3中，具有5X乘法器且 不具有任何电容乘法器的TIA电路以200KHZ处的小信号进行仿真且接着在以IMHz大信号 冲击经模型化电路 中的滤波器以便研究瞬时响应时受到急剧影响。应注意，这是类似于混频器级提供200kHz的所要信号和IMHz的非想要频率(具有比200kHz信号的振幅强100 倍的振幅)的情况的情形。在图4中，瞬时响应展示于屏幕截图的左手侧，且两个电路的频谱分量展示于右 手侧。图4的左侧展示的瞬时模拟结果说明在经供应有IMHz信号后滤波器的性能便对于 两个电路配置来说是大约相同的。右手侧的频谱响应展示对于不具有电容乘法器的TIA级 和具有5X电容乘法器的TIA级来说所有频率分量均在完全相同的频谱中。此指示由于所 有频率分量在基本相同的频谱中，所以不存在线性上的降级。因此，实例实施例在不添加额外电路或要求额外功率的情况下实现电容乘法器效 应。实例电容乘法器电路在提高滤波器中的电容器的有效电容的过程中不影响整个电路的 频率响应和/或稳定性，且不会不利地影响整个电路的线性性能。鉴于前文，将了解，本发明的实施例可包括用于执行本文中描述的功能动作序列 和/或算法的方法。举例来说，图5是说明用于电容相乘的方法的流程图，所述方法包括在 第一路径中感测来自滤波器的电流(iout)，所述滤波器包括耦合到与电容器(C)并联的电 阻器(R)的输入(方框502)；在第二路径中使经感测的电流(iout)与乘数K相乘，K大于 1且第二路径与第一路径并联(方框504)；以及将来自第二路径的经相乘电流反馈到滤波 器输入以增加电容器(C)的有效电容(方框506)。在一个或一个以上示范性实施例中，所述功能可以硬件、软件、固件或其任何组合 来实施。如果以软件来实施，则所述功能可作为一个或一个以上指令或代码而存储于计算 机可读媒体上或经由所述计算机可读媒体来传输。计算机可读媒体包括计算机存储媒体和 通信媒体(包括促进将计算机程序从一处传送到另一处的任何媒体)两者。存储媒体可 为可由计算机存取的任何可用媒体。以实例且非限制的方式，所述计算机可读媒体可包含 RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置，或可用 于载运或存储呈指令或数据结构形式的所要程序代码且可由计算机存取的任何其它媒体。 而且，可将任何连接恰当地称作计算机可读媒体。举例来说，如果使用同轴电缆、光纤电缆、 双绞线、数字订户线(DSL)，或例如红外线、无线电和微波等无线技术从网站、服务器或其它 远程源发射软件，则同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL，或例如红外线、无线电和微波等无线 技术均包括于媒体的定义中。如本文中使用，磁盘和光盘包括压缩光盘(CD)、激光光盘、光 盘、数字多功能光盘(DVD)、软盘和蓝光光盘，其中磁盘通常以磁性方式再生数据，而光盘使 用激光以光学方式再现数据。以上各项的组合也应包括在计算机可读媒体的范围内。尽管前述揭示内容展示本发明的说明性实施例，但应注意，可在不脱离如由所附 权利要求书界定的本发明的范围的情况下在本文中进行各种改变和修改。无需以任何特定 次序执行根据本文中描述的本发明的实施例的方法项的功能、步骤和/或动作。此外，尽管 可以单数形式描述或主张本发明的元件，但除非明确规定限于单数，否则还涵盖复数形式。
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权利要求
一种电容乘法器电路，其包含滤波器，其包含电阻器(R)、电容器(C)和输入；第一输出分支，其连接到所述滤波器以感测穿过所述滤波器的输出电流(iout)；以及第二输出分支，其与所述第一输出分支并联以基于乘数K将所述经感测iout相乘，其中K大于1，所述第二输出分支耦合到反馈路径以将iout的相乘值反馈到所述滤波器的所述输入以实现较大有效C。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述电阻器(R)、电容器(C)或i。ut中的一者或一 者以上由所述乘数K修改。
3.根据权利要求1所述的电路，其中所述滤波器的电阻值是K· R0
4.根据权利要求1所述的电路，其中所述滤波器的电容值是C/K。
5.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一输出分支不具有到所述滤波器输入的反 馈路径，且包括感测i。ut且在所述第一输出分支中产生第一电流的第一 PMOS晶体管。
6.根据权利要求5所述的电路，其中所述第二输出分支包括将i。ut相乘且在所述第二 输出分支中产生第二电流的第二 PMOS晶体管。
7.根据权利要求6所述的电路，其中所述第二输出分支进一步包括节点和电流源，所述节点耦合于所述第二 PMOS晶体管 的漏极与所述电流源之间，且第二节点耦合到反馈路径，所述反馈路径连接到到所述滤波器的输入，所述第二较大 电流在所述反馈路径上被反馈到所述滤波器输入以实现较大有效C。
8.根据权利要求6所述的电路，其中所述第一和第二PMOS晶体管的大小被设计为 1 (K-I)的比率。
9.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一和第二输出分支中的每一者包括电流源。
10.根据权利要求9所述的电路，其中所述第一输出分支中的所述电流源由第一 NMOS晶体管体现且所述第二输出分支中的所述电流源由第二 NMOS晶体管体现，所述第 一和第二 NMOS晶体管的大小经设计以使得所述第一分支与第二分支中的电流的比率是 1 (K-I)。
11.一种跨阻抗放大器(TIA)电路，其包含放大器，其耦合于一对RC滤波器之间，每一滤波器经配置以对由所述放大器产生的信 号进行滤波；一对第一输出分支，每一者耦合到相应滤波器输出；以及一对第二输出分支，每一者与对应的第一输出分支并联，其中每一第一输出分支经配置以感测穿过其对应滤波器的输出电流(i。ut)，且每一第 二输出分支经配置以依据整数乘数K将所述经感测i。ut相乘，其中K大于1且经配置以将 所述经相乘i。ut反馈到所述相应滤波器输入，以在所述TIA电路中实现较大有效电容。
12.根据权利要求11所述的电路，其中每一滤波器的电阻值是K且每一滤波器的电 容值是C/K。
13.根据权利要求12所述的电路，其中，每一第一输出分支不具有到其滤波器输入的反馈路径，且包括感测i。ut且从其产生第2一电流的第一 PMOS晶体管，且每一第二输出分支包括将i。ut相乘以产生第二较大电流的第二 PMOS晶体管，且包括在 所述第二输出分支中的节点与所述滤波器输入之间的反馈路径以将所述第二电流反馈到 所述滤波器，所述第一输出分支与第二输出分支中的电流的比率是1 (K-I)。
14.根据权利要求13所述的电路，其中所述第一和第二PMOS晶体管的大小被设计为 1 (K-I)的比率。
15.一种包括电容乘法器电路的设备，所述电路包含 滤波器，其具有与电容器(C)并联的电阻器(R)；第一信号路径，其耦合到滤波器输出；以及 第二信号路径，其耦合到到所述滤波器的输入，其中穿过所述滤波器的电流输出(i。ut)在所述两个路径之间分裂，在所述第一路径中 经感测并在所述第二路径中相乘，所述经相乘电流被从所述第二路径反馈到所述滤波器输 入以增加所述电容器(C)的有效电容。
16.根据权利要求15所述的电路，其中所述第二路径中的i。ut与乘数K相乘，其中K大于1。
17.根据权利要求15所述的电路，其中所述滤波器的电阻值是K且所述滤波器的电 容值是C/K，其中K大于1。
18.根据权利要求15所述的电路，其中所述第一路径不具有到所述滤波器输入的反馈且包括第一 PMOS晶体管以感测i。ut且 在所述第一路径中产生第一电流，且所述第二路径包括第二 PMOS晶体管以将所述经感测i。ut相乘且在所述第二路径中输 出第二电流，所述第一路径与第二路径中的电流的比率是1 (K-I)。
19.根据权利要求18所述的电路，其中所述第一和第二PMOS晶体管的大小被设计为 1 (K-I)的比率。
20.根据权利要求15所述的设备，其中所述设备是跨阻抗放大器(TIA)电路。
21.根据权利要求15所述的设备，其中所述设备是跨导体-电容器(GmC)滤波器电路。
22.根据权利要求15所述的设备，其中所述设备是无线装置。
23.一种用于电容相乘的方法，其包含在第一路径中感测来自滤波器的电流(i。ut)，其中所述滤波器包括耦合到与电容器(C) 并联的电阻器(R)的输入；在第二路径中将所述经感测电流(i。ut)与乘数K相乘，其中K大于1，且其中所述第二 路径与所述第一路径并联；以及将来自所述第二路径的所述经相乘电流反馈到所述滤波器输入以增加电容器(C)的 有效电容。
24.根据权利要求23所述的方法，其中所述滤波器的电阻值是K且所述滤波器的电 容值是C/K。
25.根据权利要求23所述的方法，其中所述第一路径不具有到所述滤波器输入的反馈，且 所述第一路径与第二路径中的电流的比率是1 (K-I)。
26.一种用于电容相乘的设备，其包含用于在第一路径中感测来自滤波器的电流(i。ut)的装置，其中所述滤波器包括耦合到 与电容器(C)并联的电阻器(R)的输入；用于在第二路径中将所述经感测电流(i。ut)与乘数K相乘的装置，其中K大于1，且其 中所述第二路径与所述第一路径并联；以及用于将来自所述第二路径的所述经相乘电流反馈到所述滤波器输入以增加电容器(C) 的有效电容的装置。
27.根据权利要求26所述的设备，其中所述滤波器的电阻值是K且所述滤波器的电 容值是C/K，其中K大于1。
28.根据权利要求26所述的设备，其中所述第一路径不具有到所述滤波器输入的反馈，且 所述第一路径与第二路径中的电流的比率是1 (K-I)。
29.根据权利要求26所述的设备，其中所述设备是跨阻抗放大器(TIA)电路、跨导 体-电容器(GmC)滤波器电路或无线装置。
全文摘要
本发明涉及一种电容乘法器电路，其经配置以感测穿过所述电路的RC滤波器中的电容器的电流且将所述电流相乘，以便在不添加额外电路或要求额外功率的情形下实现电容乘法器效应。所述电路包括RC滤波器、连接到滤波器输出的第一信号路径和连接到到所述滤波器的输入的第二信号路径。穿过所述滤波器的电流输出(iout)在所述两个路径之间分裂，在所述第一路径中经感测且在所述第二路径中相乘。所述经相乘电流被从所述第二路径反馈到所述滤波器输入以提高电容器C的有效电容。所述电容乘法器电路在提高所述滤波器中的所述电容器的所述有效电容的过程中不影响整个电路的频率响应、线性性能和/或稳定性。
文档编号H03H11/04GK101978600SQ200980109922
公开日2011年2月16日 申请日期2009年3月20日 优先权日2008年3月21日
发明者肯尼思·查尔斯·巴尼特, 苏珊塔·森古皮塔 申请人:高通股份有限公司