包含有效高线性度功率放大器的射频前端模块电路的制作方法
【专利摘要】本发明涉及一种包含有效高线性度功率放大器的射频前端模块电路。提供了一种新颖的和有用的射频(RF)前端模块(FEM)电路，其提供高线性度和功率效率并符合现代无线通信标准(诸如802.11WLAN、3G和4G蜂窝标准、蓝牙，ZigBee等)的要求。所述FEM电路的配置允许使用常见的、相对低成本的半导体制造技术，如标准CMOS工艺。所述FEM电路包括含有一个或多个子放大器的功率放大器，所述子放大器具有高和低功率电路并且其输出被合成以产生总的所需的功率增益。具有被布置为新颖配置的初级和次级绕组的集成多抽头变压器提供高效的功率合成并将由各子放大器生成的功率传输到天线。
【专利说明】包含有效高线性度功率放大器的射频前端模块电路
[0001]优先权申请的引用
[0002]本申请要求下列的优先权:2012年9月23日提交的序列号N0.61/704，510、题为“An Integrated Transformer (集成变压器)”的美国申请，2012年9月25日提交的序列号 N0.61/705，150、题为 “A Method and System for Noise Reduction in WirelessCommunication(用于无线通信中降噪的方法和系统)”的美国申请，2012年10月30日提交的序列号 N0.61/720，001、题为 “System and Method for Radio Frequency SignalAmplifiCation(射频信号放大的系统和方法)”的美国申请，2012年11月15日提交的序列号 N0.61/726，699、题为 “DC DC Converter with Fast Output Voltage Transitions (具有快速输出电压转换的DC-DC变压器)”的美国申请，2012年11月15日提交的序列号 N0.61/726，717、题为“High-Efficiency Envelop Tracking Method and SystemUtilizing DC-DC Converter With Fast Output Voltage Transitions (利用具有快速输出电压转换的DC-DC变压器的高效包络跟踪方法和系统)”的美国申请，2012年11月16日提交的序列号为 N0.61/727，120、题为 “A Method and Device for Self Aligned PA andLNA VSffR Out/In Improvement, Dynamically Adjust to Antenna(用于自对准 PA 和 LNAVSWR输出/输入改进、动态调整天线的方法和设备)”的美国申请，2012年11月16日提交的序列号 N0.61/727，121、题为 “A Method and Device for Self Aligned LinearityDriven LNA Improvement (自对准线性驱动LNA改进的方法和装置)”的美国申请,其所有内容在此引入作为参考。
【技术领域】
[0003]本发明涉及射频(RF)电路，更具体地，涉及具有高线性度和高效率功率放大器的RF前端模块(FEM)电路。
【背景技术】
[0004]目前，无线通信系统在涉及从一点到另一点的信息传输的许多场景中找到应用，并且存在适于满足每个场景的特定需要的广泛形态。这些系统包括用于远距离语音通信的蜂窝电话和双向无线电，以及用于计算机系统的短程数据网络等等。一般来说，无线通信涉及进行调制以表示数据的射频(RF)载波信号以及符合一组标准的信号的调制、发送、接收和解调。对于无线数据网络，示例性标准包括无线LAN(IEEE802.11)、蓝牙(IEEE802.15.1)以及ZigBee (IEEE802.15.4)，它们通常是时域双工系统，其中在时分通信信道上仿真双向链路。
[0005]无线通信系统的一个基本组成部分是包括发射器和接收器电路的收发器。具有数字基带子系统的收发器将数字数据编码到基带信号并且将基带信号与RF载波信号一起调制。用于WLAN的调制包括正交频分复用(OFDM)、正交相移键控(QPSK)和正交振幅调制(16QAM、64QAM);用于WLAN的调制包括GFSK和4/8-DQPSK ；以及用于Zigbee的调制包括BPSK 和 OQPSK (或 MSK)。[0006]从天线收到信号后，该收发器将RF信号下变频，解调基带信号并且将由基带信号所表示的数字数据进行解码。连接到收发器的天线将电信号转换成电磁波并且反之亦然。根据具体的配置，所述收发器可以包括专用发送(TX)线和专用接收(RX)线或者收发器可以具有组合的发送/接收线。在单独的TX和RX线的情况下，发送线和接收线通常结合到单个天线，尤其是对于低成本和/或小尺寸的应用。
[0007]在收发器和天线之间的电路通常称为前端模块(FEM)。该FEM包括RF功率放大器(PA)，其通过放大诸如蜂窝电话手机之类的无线设备中的较弱的输入信号来生成输出发送信号。许多这些通信设备被配置为工作在用于不同通信系统的不同频带中。例如，第三代(3G)蜂窝通信系统、4G蜂窝(LTE)系统、802.1lWLAN系统等等。
[0008]因此，希望有一种前端模块，其能够满足现代无线标准(如802.11、3G和4G蜂窝系统)的性能要求，同时降低制造复杂性、尺寸和成本。
【发明内容】
[0009]本发明是一种新颖的和有用的射频(RF)前端模块(FEM)电路，其提供高线性度和功率效率，并满足现代无线通信标准(例如802.11WLAN、3G和4G蜂窝标准、蓝牙、ZigBee等)的要求。FEM电路的配置允许使用常见的、相对低成本的半导体制造技术，如标准CMOS工艺。所述FEM电路包括双模功率放大器，其包括一个或者多个子放大器，将这些子放大器的输出相合成以产生总的所需的功率增益。具有以新颖的配置而布置的初级和次级绕组的多抽头变压器提供了高效的功率合成并将单独子放大器所生成的功率传送给天线。
[0010]因此，根据本发明，提供了一种射频(RF)前端模块(FEM)，其包括:具有TX端口、RX端口和天线端口的TX/RX开关，所述天线端口耦合到外部天线；低噪声放大器(LNA)，其耦合到所述RX端口并适于放大从所述天线接收到的信号；以及功率放大器电路，其包括:一个或多个子放大器电路，每个子放大器可操作以提供所述功率放大器的总功率的一部分；功率合成器，其可操作以将所述一个或多个子放大器电路的输出相合成，从而产生具有所需的总功率增益的单个放大后的输出信号。
[0011]根据本发明，还提供了一种射频(RF)前端模块(FEM)，其包括:耦合到一个或多个天线的射频开关，其可操作以在一个或多个频带中接收和发送射频信号；功率放大器电路，其适于接收TX射频输入信号，并生成射频输出信号以输入到所述射频开关，所述功率放大器电路包括多个子放大器电路，每个放大器电路可操作以提供所述功率放大器电路的总功率的一部分，每个子放大器电路包括多个放大器，每个放大器被指定为处理TX射频输入信号的一部分，将所有子放大器电路的所述多个放大器的输出合成以生成具有所需的总功率增益的功率放大器电路输出；以及低噪声放大器(LNA)，其适于从射频开关接收射频输入信号并生成RX射频输入信号。
[0012]根据本发明，还提供了一种实现射频(RF)前端模块(FEM)的方法，包括:提供具有TX端口、RX端口和天线端口的TX/RX开关，所述天线端口耦合到外部天线，所述外部天线可操作以在一个或多个频带中接收和发送信号JfTX信号分路成多个TX子信号；使用可操作以放大子信号的低功率部分的相应第一放大器和可操作以放大子信号的高功率部分的相应第二放大器单独放大每个TX子信号；将每个第一和第二放大器的针对所述多个TX子信号中的每个子信号的输出相合成，以产生具有所需的总功率增益的单个放大后的信号；并提供低噪声放大器(LNA)，其适于从射频开关接收射频输入信号并为功率放大器生成RX射频输入信号。
[0013]根据本发明，还提供了一种移动设备，其包括:射频(RF)发射器、RF接收器、以及RF前端模块(FEM)，所述FEM包括:具有TX端口、RX端口和天线端口的TX/RX开关，所述天线端口耦合到外部天线；低噪声放大器(LNA)，其耦合到所述RX端口并适于放大从所述天线接收到的信号；功率放大器电路，其包括:一个或多个子放大器电路，每个子放大器可操作以提供所述功率放大器电路的总功率的一部分，其中，每个子放大器电路包括多个放大器，每个放大器被指定为处理所述输入信号的一部分，其中将所述多个放大器的输出合成以产生子放大器输出；功率合成器，其可操作以将所述一个或多个子放大器电路的输出合成以产生具有所需的总功率增益的单个放大后的输出信号。
【专利附图】
【附图说明】
[0014]这里参考附图仅通过举例的方式对本发明加以描述，在附图中:
[0015]图1是示出了根据本发明而构建的示例双频段多芯片前端模块(FEM)的框图；
[0016]图2是示出了根据本发明而构建的示例单芯片FEM电路的框图；
[0017]图3是示出了根据本发明而构建的示例DC-DC转换器的框图；
[0018]图4是示出了根据本发明而构建的FEM电路的示例RX路径部分的框图；
[0019]图5是示出了 FEM电路的第一示例TX路径部分的框图；
[0020]图6是示出了 FEM电路的第二示例TX路径部分的框图；
[0021]图7是示出了 FEM电路的第三示例TX路径部分的框图；
[0022]图8是示出了 FEM电路的第四示例TX路径部分的框图；
[0023]图9是示出了 FEM电路的第五示例TX路径部分的框图；
[0024]图10是示出了 FEM电路的第六示例TX路径部分的框图；
[0025]图11是更详细的示出了功率放大器电路的低和高部分的框图；
[0026]图12A是示出了第一示例差分PA电路的示意图；
[0027]图12B是更详细的示出了具有变压器连接的第一示例差分PA电路的示意图；
[0028]图13A是示出了第二示例差分PA电路的示意图；
[0029]图13B是更详细的示出了具有变压器连接的第二示例差分PA电路的示意图；
[0030]图14是示出了第三示例差分PA电路的示意图；
[0031]图15是示出了用于本发明的功率放大器的第一示例集成变压器的布局图；
[0032]图16是示出了用于本发明的功率放大器的第二示例集成变压器的布局图；
[0033]图17是示出了用于本发明的功率放大器的第三示例集成变压器的布局图；
[0034]图18是示出了用于本发明的功率放大器的第四示例集成变压器的布局图；
[0035]图19A是示出了用于本发明的功率放大器的第五示例集成变压器的布局图；
[0036]图19B是示出了用于本发明的功率放大器的第六示例集成变压器的布局图；
[0037]图19C是示出了用于本发明的功率放大器的第七示例集成变压器的布局图；
[0038]图20是示出了用于本发明的功率放大器的第八示例集成变压器的布局图；
[0039]图21是示出了用于本发明的功率放大器的第九示例集成变压器的布局图；
[0040]图22是示出了用于本发明的功率放大器的第十示例集成变压器的布局图；[0041]图23是示出了用于本发明的功率放大器的第十一示例集成变压器的布局图；
[0042]图24是示出了 FEM电路的第七示例TX路径部分的框图；
[0043]图25是示出了 FEM电路的第八示例TX路径部分的框图；
[0044]图26A是示出了本发明的示例DC-DC转换器的高级系统框图；
[0045]图26B是示出了本发明的示例同步DC-DC降压转换器的高级框图；
[0046]图27是示出了本发明的包含微调单元的示例DC-DC转换器的框图；
[0047]图28是示出了 DC-DC转换器电路的输出电压的图；
[0048]图29是示出了 DC-DC转换器电路的输出电压的上升沿的图；
[0049]图30是示出了 DC-DC转换器电路的输出电压的下降沿的图；
[0050]图31是示出了 FEM电路的第九示例TX路径部分的框图；
[0051]图32是示出了本发明的包含多个微调单元的示例DC-DC转换器的框图；
[0052]图33是示出了用于RF输入的DC-DC转换电路的输出电压的图；
[0053]图34是更详细示出了用于RF输入的DC-DC转换电路的输出电压的图；
[0054]图35是示出了第一示例TX/RX开关的示意图；
[0055]图36是示出了第二示例TX/RX开关的示意图；
[0056]图37是示出了示例天线RF开关的示意图；
[0057]图38是示出了取决于输出功率的功率附加效率(PAE)的曲线图；
[0058]图39是示出了取决于输入功率的输出功率的曲线图；
[0059]图40是示出了功率放大器电路的AM2AM和AM2PM响应的曲线图；
[0060]图41是示出了本发明的功率放大器电路所实现的线性化的曲线图；
[0061]图42是示出了功率放大器退避工作区域之前和之后的RF信号的曲线图；
[0062]图43是示出了用于QAM64的功率放大器的频谱的曲线图；
[0063]图44是示出了用于QAM64的动态退避之前和之后的时域RF OFDM信号的曲线图；
[0064]图45是示出了用于QAM64的接收和发送星座图的曲线图；
[0065]图46是示出了用于QAM256的功率放大器的频谱的曲线图；
[0066]图47是示出了用于QAM256的动态退避之前和之后的时域RF OFDM信号的曲线图；
[0067]图48是示出了用于QAM256的接收和发送星座图的曲线图；以及
[0068]图49是示出了包含本发明的FEM电路的示例无线设备的高级框图。
【具体实施方式】
[0069]诸如收发器的RF电路通常被制造为集成电路，因为微型器件尺寸和更低的成本，所述集成电路通常使用互补金属氧化物半导体(CMOS)技术。小尺寸CMOS器件降低电流汲取并要求更低的电池电压，从而适合于具有大量功耗限制的便携式应用。无线通信链路必须是可靠的并且在宽距离上具有高数据吞吐量，这在天线输出端需要更高的功率水平。例如，上述的无线LAN和Bluetooth通常要求为20dBm(即IOOmW)或更多的功率水平。
[0070]但是，更高的功率输出要求RF电路中更高的电流和电压水平。目前许多CMOS器件采用0.18微米工艺生产，先进系统利用130纳米、90纳米、65纳米和45纳米工艺。由于集成电路中的半导体器件的降低的击穿电压，所得到的集成电路工作电压在1.8V至低于1.2V的范围内。特别是对于在OFDM、QPSK, QAM等情况中具有包络变化的信号，很难达到
1.8V的+20dBm的功率水平。增加功率要求通常会导致效率下降，这是因为更大比例的功率被损失为热量，随后电池寿命缩短。此外，对于具有增加电流的相同的功率水平，阻抗被降低了。考虑到多数RF电路被设计成具有500hm阻抗，由于增加的功率损耗，用于被降低的阻抗的匹配电路的设计也是有问题的。
[0071]用于蜂窝、WLAN、Bluetooth、ZigBee等的传统收发器通常不会生成足够的功率或不具有足够的RX灵敏度，而在很多情况下可靠的通信需更足够的RX灵敏度。当前集成电路收发器器件具有低于OdBm的发射功率水平，尽管也有一些器件具有10或20dBm的功率水平，但仍然是低于所需的20-25dBm。因此，额外的RF信号的调节是必要的。
[0072]在收发器和天线之间的电路通常被称为前端模块或FBL所述FEM包括用于增加发送功率的功率放大器以及提高接收灵敏度的低噪声放大器(LNA)。还可以包括诸如带通滤波器的各种滤波器电路，以在天线处提供干净的发送信号并且保护接收电路以避免到达天线的外部阻塞信号。所述FEM还包括RF开关，以在接收和发送功能之间快速切换，并防止发送和接收之间的转变过程中的干扰。所述RF开关可以由收发器的通用输入/输出线和/或事先商定的控制协议控制。所述RF开关被理解为将单个天线连接到低噪声放大器的输入端或功率放大器的输出端的单刀双掷开关。具有共享的发送和接收线的收发器(例如结合蓝牙和ZigBee系统所使用的收发器)通常在功率放大器的输入端和低噪声放大器的输出端处包括第二 RF开关，用于适当控制收发器端的发送和接收线。所述第二 RF开关(其增强了 TX/RX隔离)可以由控制所述第一 RF开关的收发器的同一通用输入/输出线控制。所述功率放大器还可由来自收发器的使能输出开启或关闭。所述使能线可改变电压以控制增益或设置功率放大器偏置电流。
[0073]关联的性能、制造和成本问题使得有必要在与功率放大器和低噪声放大器的衬底不同的衬底上制造RF开关。功率放大器通常在砷化镓(GaAs)衬底上制造，其提供了高击穿电压和可靠性。也可以利用其他的衬底，如硅锗(SiGe)。此外，功率放大器可以利用异质结双极型晶体管(HBT)、金属-半导体场效应晶体管(MESFET)或高电子迁移率晶体管(HEMT)，其中HBT制造成本最低。低噪声放大器也可以制造在具有HBT晶体管的GaAs衬底上。然而，由于高插入损耗或者低隔离，采用HBT晶体管的RF开关具有较差的性能特性。
[0074]上述问题的一个解决方案包括使用多管芯配置，在该配置中，功率放大器和低噪声放大器制造在一个使用HBT晶体管的管芯上，而RF开关制造在另一个使用例如HEMT晶体管的管芯上。随后，两个管芯被封装在单个封装中。相比传统的硅衬底，与GaAs衬底关联的增加的成本以及复杂封装工艺进一步提升了前端模块电路的成本。另一种解决方案涉及用于功率放大器、低噪声放大器和RF开关的复合GaAs衬底，其具有HBT和HEMT晶体管。但是，这种集成电路制造成本较高。备选地，硅衬底可用于低噪声放大器、功率放大器和RF开关。然而，由于硅衬底的隔离较差，可能使用成本较高的解决方案，例如绝缘体上的硅(SOI)。这些集成电路通常需要负电压生成器，这导致更大的管芯以用于偏置电路。此外，由用于负电压生成器的电荷泵发射的宽频率范围上的假信号需要物理隔离，这进一步增加了管芯尺寸。
[0075]本发明提供了一种FEM电路，解决了上述提出的问题。本发明FEM电路提供了高线性度和功率效率并且满足现代无线通信标准(例如802.11WLAN、3G和4G蜂窝标准等)的要求。此外，FEM电路的配置允许使用常见的、相对低成本的半导体制造技术，诸如市面上所提供的CMOS工艺。
[0076]图1是示出了根据本发明而构建的示例双频段多芯片前端模块(FEM)的框图。所述双频带FEM模块(总体上被标为10)包括四个模块，其中包括双工器52、2.4GHz FEM电路模块40、5GHz FEM电路模块28和电源管理单元(PMU)模块12。所述2.4GHz FEM电路28可操作地在2.4GHz ISM频带接收和发送信号，而5GHz FEM电路可操作地在5GHz ISM频带接收和发送信号。每一个所述模块都可以被构建在单独的集成电路上，所述单独的集成电路具有芯片之间的印刷或丝焊连接。备选地，FEM模块可以包括单个集成电路和/或可以处理单个频带。
[0077]双工器52工作以将一个或多个天线耦合到2.4和5GHz天线端口。PMU12在电路中是可选的，它可以包括以下的部分或全部=DC-DC转换器24(例如，3.3V)、上电复位电路
20、用于产生时钟信号的振荡电路22、偏置电路以及RF功率斜坡上升控制、用于2.4GHz的功率放大器(PA)的DC-DC转换电路26、用于5GHz PA的DC-DC转换电路18、时钟监视电路18和控制逻辑14。
[0078]所述2.4GHz FEM电路模块40包括TX/RX开关46、功率放大器电路42、低噪声放大器(LNA)电路44、控制逻辑48和接口(I/F)逻辑50。所述PA42工作以放大基带电路输出的用于通过天线广播的TX信号。所述LNA44工作以放大从天线接收到的接收信号，并输出RX信号以便由基带电路解调和解码。
[0079]同样地，所述5GHz FEM电路模块28包括TX/RX开关34、功率放大器电路30、低噪声放大器(LNA)电路32、控制逻辑36和接口(I/F)逻辑38。所述PA30工作以放大基带电路输出的用于通过天线广播的TX信号。所述LNA32工作以放大从天线接收到的接收信号，并输出RX信号以便由基带电路解调和解码。
[0080]图2示出了根据本发明而构建的示例单芯片FEM电路的框图。单芯片FEM电路(总体上被标为130)包括:PA电路132，用于放大来自基带电路的TX信号以通过一个或多个天线140广播；LNA134，用于放大从一个或多个天线接收到的信号并输出RX信号以便由基带电路解调和解码；TX/RX开关136，用于将PA或LNA耦合到天线；可选的天线开关138，用于将TX/RX开关耦合到一个或多个天线140 ;控制逻辑142 ；I/F逻辑144以及DC-DC转换电路146。
[0081]例如，在采用空间分集的系统中可以使用多个天线140。在MIMO系统中，采用多个天线但每个天线具有与其自己相关的FEM电路，其中，在基带电路中，通过信号处理进行多个接收信号的合成和多个发送信号的生成。
[0082]图3示出了根据本发明而构建的的示例DC-DC转换器的框图。所述DC-DC转换器电路(总体上被标为700)包括同步DC-DC转换器708、微调控制逻辑704、一个或多个微调单兀706、一个或多个微调电容器710、一个或多个输出电容器712和一个或多个输出电感器714。所述DC-DC转换器电路的功能是根据输入到微调控制逻辑的微调控制命令信号而生成输出电压。包络检测器(图中未示出)可用于生成微调控制命令，使得所生成的输出电压跟踪RF输入信号。在下文中更详细描述所述DC-DC转换器电路的操作。
[0083]图4示出了根据本发明而构建的FEM电路的示例TX路径部分的框图。所述TX路径电路(总体上被标为150)包括从所述发射器或收发器(TRX)接收RF输入信号的匹配网络152、可编程延迟154、用于生成RF输出的PA156、控制逻辑模块158、包络检测器160，170、低通滤波器(LPF) 162，172、功率检测器164，174以及模数转换器(ADC) 166，176。
[0084]在本示例性实施例中，包络检测被用于RF输入以及RF输出，以优化PA的操作。跟踪所述RF输入信号并且调整PA的增益和可选的其它参数(通过控制逻辑模块158)，以最大限度地提高线性度和减少电路的功率消耗。
[0085]图5示出了 FEM电路的第一示例TX路径部分的框图。所述TX路径(总体上被标为180)包括可编程延迟182、双模功率放大器电路184、多抽头变压器188、模式/偏置控制198、包络检测器190，200、LPF192、ADC194，202以及控制逻辑196。
[0086]在本示例性实施例中，使用包络检测跟踪RF输入和RF输出信号。生成的包络信号是用于配置双模PA184的一个或多个操作参数，以最大限度地提高线性度、增益等，并最大限度地降低功耗。下文中更详细描述双模式PA的操作。在操作中，前馈算法在到功率放大器的输入端处执行包络检测。A/D转换器采样包络信号。数字控制逻辑工作以根据包络电平驱动PA偏置控制，从而使能相应的PA晶体管，经由多抽头变压器合成相应PA晶体管的输出。可编程延迟工作以补偿包络检测器和RF信号路径之间的延迟。前馈算法的使用实现了显着的效率改善，如在图41中示出，其中，迹线540表示由图5的前馈算法执行线性化前的功率附加效率(PAE)，迹线542表示线性化后的PAE。
[0087]许多现代的无线标准，例如802.11和特别是802.llac，其所生成的调制造成信号具有比较大的峰均比。考虑例如正交频分调制(OFDM)，峰均比随子载波数目的增加而增加并且大约为201og(子载波数)。例如，采用256个子载波的OFDM调制可以产生10_12dB的峰均比。此外，在每个子载波内，采用256QAM需要相对较好的误差矢量幅度(EVM)，例如，-32dB。噪声、失真、假信号、IQ失配以及PLL的相位噪声、功率放大器的非线性、相邻信道泄漏比(ACLR)都使EVM降低。因此，对功率放大器和FEM电路的整体线性度要求相对严格。此外，期望尽量减少电池的消耗，因此要求FEM的电路具有高效率。
[0088]另外，在一个实施例中，期望使用标准的互补金属氧化物半导体(CMOS)集成电路技术来构建FEM电路。备选地，所述FEM电路可以使用任何合适的半导体技术，如砷化镓(GaAs)、硅锗(SiGe)、铟镓磷化物(InGaP)、氮化镓(GaN)等。但是，希望使用CMOS技术是由于较低的成本和复杂性，以及能够将模拟电路与数字逻辑集成。
[0089]在一个实施例中，以多个子功率放大器或子放大器186构建所述功率放大器电路184。输入信号被分路并且被馈送到每个子放大器，其提供了所述功率放大器的总的所需增益的一部分。每个子放大器的输出被合成以生成RF输出信号。在一个实施例中，合成器单元包括多抽头变压器，将在下文中详细描述所述多抽头变压器的一个例子。
[0090]在操作中，包络检测器190读出RF输入并且生成信号的包络表示，然后将其过滤和数字化，并输入到控制逻辑电路196。同样读出所述RF输出，并且，生成信号的数字化包络表示，并输入到控制逻辑电路196。子放大器186的偏置被偏置控制电路198所控制，其由来自控制逻辑196的一个或多个控制信号所驱动。所述可编程延迟补偿了通过包络检测器和数字化步骤的信号延迟。
[0091]图6示出了 FEM电路的第二示例TX路径部分的框图。该TX路径(总体上标为210)包括双模功率放大器218、功率控制器212、DC-DC转换器214以及作用是读出RF输出的输出功率检测电路216。[0092]在本实施例中，功率放大器的增益由功率控制信号控制。响应于功率控制信号和输出功率水平，功率控制器生成用于DC-DC转换器的控制信号，其调制功率放大器的电源电压。依赖于具体实现，所述功率放大器218可以包括一个或多个子放大器。
[0093]图7示出了 FEM电路的第三示例TX路径部分的框图。所述TX路径(总体上被标为220)包括限制器232、双模功率放大器234、包络检测器222、可编程延迟224、调节器/缓冲器226、ADC228以及快速DC-DC转换器230。在操作中，所述电路以极性的方式放大TX信号，其中，分离出振幅的被限制的TX信号被输入到PA。控制和调整所述PA的增益以跟踪初始TX信号的幅度。读出所述RF输入并且生成包络以及由ADC228进行数字化。快速DC-DC转换器226驱动调节器或缓冲器电路226以生成PA234的增益(或电源)。依赖于具体实现，所述功率放大器234可以包括一个或多个子放大器。
[0094]图8示出了 FEM电路的第四示例TX路径部分的框图。该TX路径(总体上被标为240)包括驱动器电路/缓冲器242、功率分路器244、一个或多个差分子放大器246和功率合成器250。在操作中，RF输入信号被输入到驱动器电路，驱动器电路的输出被输入到分路器。该分路器工作以提供输入信号到每个子放大器246。在一个实施例中，分路器包括具有初级绕组和多个次级绕组的多抽头变压器248，一个次级用于每个子放大器。每个子放大器可适于处理差分(如图所示)或单端输入信号。每个子放大器的差分输出被耦合到多抽头合成变压器252的相应初级绕组。在次级绕组处生成输出信号，并提供TX路径电路的RF输出。需要注意的是，每个绕组抽头的阻抗适于约为12.50hm，以产生大约500hm的期望RF输出阻抗。
[0095]在操作中，合成子放大器的各个输出以生成RF输出信号。每个子放大器提供功率放大电路的所需总功率的一部分。通过合成器多抽头变压器，合成每个子放大器所生成的功率，以生成具有合成的总RF功率的RF输出信号。
[0096]需要注意的是，差分放大器(或平衡式放大器)是优选的，因为它们能够使得可以应用到均衡负载上的电压摆幅加倍。这将使输出功率变成四倍，而不会在晶体管上产生任何额外的应力。因此，利用差分子放大器级而实现高效率的功率放大器。
[0097]在一个实施例中，分路器和合成变压器都以CMOS制造并与其它模拟和数字电路集成在同一管芯上。在备选实施例中，变压器采用其池技术制造，如GaAs、InGaP、GaN等。所述变压器包括空气芯并且可能采取任何合适的形状和配置。将在下文中更详细的描述集成多抽头变压器的多个例子。注意，在一个实施例中，变压器被构造成相对宽带，以能够适合2.4和5.8GHz WLAN信号。备选地，从两个变压器和两个带通滤波器构建双工器，一个变压器和带通滤波器用于一个频带。需要注意的是，本发明的FEM电路不仅能应用于WLAN信号，也能应用于任何展现高峰均比的调制方案，例如，3G、4G LTE等等。
[0098]图9示出了 FEM电路的第五示例TX路径部分的框图。该TX路径(总体上被标为259)包括驱动器/分路器电路241、一个或多个差分子放大器251和功率合成器243。所述驱动器/分路器电路241包括多抽头变压器245，其具有初级绕组和两个次级绕组，一个次级绕组对应于一个差分驱动器247。多抽头变压器255包括一对一到二变压器，每一个都具有与驱动器247相关联的初级绕组以及用于两个子放大器251的次级绕组。合成器243包括多抽头变压器253，其具有与每个子放大器251相关联的初级绕组以及用于生成RF输出信号的次级绕组。[0099]在操作中，RF输入信号被输入到驱动器电路241，其将RF输入信号分路为两个信号。每一个信号被输入到驱动器247，驱动器247的输出进一步被分路为两个信号。所述分路器工作以提供输入信号到每个子放大器251。在一个实施例中，分路器包括变压器245、255以及驱动器电路247。每个子放大器可适于处理差分(如图所示)或单端输入信号。每个子放大器的差分输出被耦合到多抽头合成变压器253的相应初级绕组。在次级绕组中生成输出信号，并提供TX路径电路的RF输出。需更注意的是，每个绕组抽头的阻抗适于约为
12.50hm以产生所需的约500hm的RF输出阻抗。
[0100]在操作中，从子放大器的各个输出的合成而生成所述RF输出信号。每个子放大器贡献所需的功率放大电路的总功率的一部分。通过所述合成多抽头变压器合成每个子放大器所生成的功率，以生成具有合成的总RF功率的RF输出信号。
[0101]在一个实施例中，分路器和合成变压器都以CMOS制造，并与其它模以和数字电路集成在同一管芯上。在备选实施例中，所述变压器使用其他的技术制造，例如GaAs、GaN等。所述变压器包括空气芯并且可能采取任何合适的形状和配置。将在下文中更详细的描述集成多抽头变压器的多个例子。
[0102]图10示出了 FEM电路的第六示例TX路径部分的框图。该TX路径(总体上被标为260)包括驱动器电路262、功率分路器264、四个双模子功率放大器266和功率合成器272。在操作中，RF输入信号被输入到驱动器电路。然后驱动器的输出被分路并被馈送到每个子放大器。在本实施例中，子放大器的数量是4个，但根据具体的实现也可以使用任意数量。每个子放大器提供了总的所需增益的一部分。所述子放大器的输出被合成以生成RF输出信号。
[0103]在一个实施例中，并行运行并组成功率放大器的一个或多个子功率放大器中的每个子放大器是相同的，包括独立的高和低放大器。所述高放大器工作在相对大的退避(backoff)(例如12dB),适合于处理大约5%时间内可见的高峰值输入振幅。在一个实施例中，所述高放大器被实现为C类非线性放大器，其具有适当的偏置以高效率地放大峰值信号。低放大器工作在较低的退避(例如6dB)，并适于处理大约95%时间内可见的较低的平均输入振幅。在一个实施例中，所述低放大器被实现为AB类线性放大器，其具有适当的偏置以高线性度地放大平均信号。需要注意的是，在备选实施例中，每个子放大器可以包括两个以上的放大器并且可以实现为使用AB类和C类之外的放大器，这取决于特定的应用。
[0104]需要注意的是，在每个子放大器中使用独立的高和低放大器，这将使功率放大器和FEM电路符合现代无线标准(例如802.1lff1-Fi (尤其是802.llac)、LTE、3G、4G等)的严格线性度和频谱效率的要求，这些标准的信号具有较高的峰均比却又提供相对较高的效率，导致电池消耗最小化。
[0105]图11更详细的示出了功率放大器电路的低和高部分的框图。所述电路(总体上被标为280)代表功率放大电路266(图10)的一个子放大器。在一个实施例中，四个相同的子放大器被用于生成总的所需功率增益。虽然在备选实施例中，它们可能会不相同。所述电路280包括闻电路路径和低电路路径。所述闻路径包括匹配电路282, 286和闻功率放大器285。所述低路径包括匹配电路290，294和功率放大器292。功率合成器(例如，多抽头变压器)288合成高和低放大器的输出，以生成一个子放大器的RF输出。在高和低电路路径的情况下，多抽头合成变压器包括用于组成所述功率放大器的每个子放大器(在此示例性实施例中是4个)的高和低子放大器输出的抽头。
[0106]图40示出了高和低电路路径的AM2AM和AM2PM性能的曲线图。轨迹530表示低电路响应，轨迹534表示取决于输出功率的高电路响应。轨迹526表示合成响应。同样，轨迹532表示低电路响应，轨迹536表示取决于输出功率的高电路响应。轨迹528表示合成响应。
[0107]图12A详细示出了子放大器电路的第一示例的示意图。所述子放大器电路(总体上被标为360)工作以放大施加到PA IN+和PA IN-端的差分RF输入信号。所述电路包括晶体管电流调制拓扑以放大所述RF输入信号。将子放大器的一个或多个示例的输出相合成，以生成具有所需总增益的RF输出信号。子放大器的正侧包括电容器362，368，377、电阻器372，374、晶体管364，370，378、低功率偏置电路376、高功率偏置电路366以及具有功率放大器初级绕组384(Lpa)和次级绕组382的变压器379。同样，子放大器的负侧包括电容器402，398，393、电阻器404，406、晶体管400，396，394、低功率偏置电路390、高功率偏置电路392以及具有功率放大器初级绕组386 (Lpa)和次级绕组388的变压器380。
[0108]在操作中，正负电路的低功率晶体管被偏置，以用作用于平均振幅输入的线性A/AB类放大器，而正负电路的高功率晶体管被偏置，以用作用于峰值振幅输入的高效率C类放大器。通过电流合成将子放大器的高和低部分所生成的功率在变压器电路(370，364和396,400)中合成。图12B更详细的示出了到集成变压器381的子放大器输出连接。
[0109]图13A更详细的示出了子放大器电路的第二示例的示意图。所述子放大器电路(总体上被标为300)工作以放大施加到PA IN+和PA IN-端的差分RF输入信号。将子放大器的一个或多个示例的输出相合成，以生成具有所需总增益的RF输出信号。
[0110]所述子放大器的正侧包括电容器302，317，319，322、电阻器304，329、晶体管318,320和308，324、低功率偏置电路326和高功率偏置电路328、以及具有低初级绕组312 (Llo)，高初级绕组316 (Lhi)和次级绕组314 (PA OUT+)的变压器310。同样，子放大器的负侧包括电容器330，347，349，352、电阻器332，359、晶体管348，350和334，354、低功率偏置电路356和高功率偏置电路358、以及具有低初级绕组342 (Llo)，高初级绕组346 (Lhi)和次级绕组344 (PA 0UT-)的变压器340。
[0111]在操作中，正负电路的低功率晶体管被偏置，以用作用于平均振幅输入的线性A/AB类放大器，而正负电路的高功率晶体管被偏置，以用作用于峰值振幅输入的高效率C类放大器。在本实施例中，通过电流合成将子放大器的高和低部分所生成的功率在变压器电路(312，316和342，346)中合成。图13B更详细的示出了到所述集成变压器341的子放大器输出连接。
[0112]在一个实施例中，高和低初级绕组312，316 (342，346)对应于图16中的高和低初级绕组502，504。次级绕组314(344)对应于图16中的次级绕组518。
[0113]图14更详细的示出了子放大器电路的第三示例的示意图。该子放大器电路与在图13中所示的具有低和高功率晶体管路径的电路是类似的。区别是增加了平行于低功率晶体管(LP)的第二高功率晶体管(HPl)。
[0114]所述子放大器电路(总体上被标为410)工作以放大施加到PA IN+和PA IN-端的差分输入信号。将所述子放大器的一个或多个示例的输出相合成，以生成具有所需总增益的RF输出信号。[0115]所述子放大器的正侧包括电容器412，416，440，419，433、电阻器415，419，443、晶体管418 (LP)，414 (HPl)，442 (HP2)和420，434、低功率偏置电路417，高功率I偏置电路413和高功率2偏置电路441、以及具有低初级绕组422 (Llo)，高初级绕组426 (Lhi)和次级绕组424 (PA OUT+)的变压器419。同样，子放大器的负侧包括电容器446，450，454，435，437、电阻器 447，451，455、晶体管 448 (LP)，452 (HPl)，444 (HP2)和 436，438、低功率偏置电路 449，高功率I偏置电路453和高功率2偏置电路445、以及具有低初级绕组432 (Llo)，高初级绕组428 (Lhi)和次级绕组430 (PA 0UT-)的变压器421。
[0116]在操作中，正负电路的低功率晶体管被偏置，以用作用于平均振幅输入的线性A/AB类放大器，而正负电路的高功率I和高功率2晶体管被偏置，以用作用于峰值振幅输入的高效率C类放大器。在本实施例中，子放大器的高和低部分所生成的功率在变压器电路(422，426和428，432)中被磁性地合成。
[0117]在一个实施例中，高和低初级绕组422，426 (432，428)对应于图16中的高和低初级绕组502，504。次级绕组424(430)对应于图16中的次级绕组518。
[0118]本发明的FEM电路利用基于变压器的功率合成技术以生成RF输出信号。基于变压器的功率合成的使用增加了 FEM的输出功率能力。功率放大器被分割成多个子放大器(在本例中为4个)，并且提供功率的四分之一的每个子放大器串联。取决于采用的特定技术，这可以最大限度地减少或消除任何晶体管应力的问题。每个四分之一(即子放大器)被进一步分为高和低功率部分。较之使用单个晶体管子放大器，这使效率最多增加40%。
[0119]参考图8和9，初级绕组被独立子放大器PAl，PA2，PA3，PA4驱动，而次级绕组串联连接。传递到负载的功率等于每个子放大器的所生成的输出功率的总和。需要注意的是，一些功率可能消耗在耦合到变压器的任何匹配网络中。
[0120]因此，功率合成器不仅有效地叠加了各子放大器的交流电压，还实现了阻抗变换的功能。由于每个变压器的次级绕组上承载有相同的电流，因此所述子放大器彼此耦合。因此，由每个子放大器看到的阻抗由其它的子放大器的输出电压和输出阻抗决定。如果子放大器具有相同的输出阻抗、生成相同的输出电压并且变压器具有相同的匝数比，则每个子放大器看到的阻抗由每个变压器的匝数比和平行级的数量(在本示例性实施例中是4)决定。
[0121]图15是示出了用于根据本发明的功率放大器的第一示例功率合成集成变压器的布局图。所述变压器(总体上被标为460)包括以二维(2D)四方形排列的四个初级绕组，其中，绕组462耦合到子功率放大器I的输出，绕组464耦合到子放大器2的输出，绕组466耦合到子功率放大器3的输出，绕组468耦合到子功率放大器4的输出。次级绕组470缠绕在四个初级绕组周围并被耦合到TX/RX开关。需要注意的是，在本实施例中，磁场是围绕对称线461和463而对称的。所述变压器具有空气芯并且金属层的宽度、间距和厚度被配置为在各频带(例如，2.4GHz和5GHz)提供足够的性能并且使输入和输出阻抗满足所需的电感和Q因子。需要注意的是，根据不同的应用，可以实施变压器绕组的替代配置。例如，初级和次级绕组可以在相同或不同的金属层上实现。
[0122]图16是示出了用于本发明的功率放大器的第二示例集成变压器的布局图。所述变压器(总体上被标为500)包括四组八角形的初级绕组和一个四方形次级绕组。每一组并联的初级绕组包括高回路和低回路，以适应例如在图12A、12B、13A、13B、14中所示的子放大器的高与低放大器。每一组初级绕组的内绕组来自高放大器并且外绕组来自低放大器。中间绕组是次级绕组，其在初级绕组之间延伸。需要注意的是，分离高和低功率绕组具有的优点是提供了更好地控制每个子放大器的相位失真的方法，从而提供功率放大器的总相位失真的改进合成控制。此外，拉伸绕组的外(或内)绕组也用于补偿PA子放大器之间的相位失真。使用本文中描述的多种技术可以使FEM达到最大的效率和最低的EVM。
[0123]具体地说，集成的变压器包括绕组502，504，506，508，510，512，514，516和次级绕组518，其中，绕组504被耦合到子放大器I的低差分输出，绕组502耦合到子放大器I的高差分输出；绕组508耦合到子放大器2的低差分输出，绕组506耦合到子放大器2的高差分输出；绕组512 I禹合到子放大器3的低差分输出，绕组510 I禹合到子放大器3的高差分输出；绕组516 I禹合到子放大器4的低差分输出，绕组514 I禹合到子放大器4的高差分输出。需要注意的是，每个变压器的外初级绕组耦合到子放大器的低输出而不是内绕组，这是因为外绕组更长且电感更大。长度较短的内绕组耦合到每个子放大器的高功率输出。次级绕组518缠绕在四对‘+，和‘_，的初级绕组之间，并且耦合到TX/RX开关。在‘ + ’和初级绕组之间延伸次级绕组可以改进两者之间的磁耦合。所述变压器具有空气芯并且金属层的宽度、间距和厚度被配置为在各频带(例如，2.4GHz和5GHz)提供足够的性能并且使输入和输出阻抗满足所需的电感和Q因子。需要注意的是，根据不同的应用，可以实施变压器绕组的替代配置。
[0124]图17示出了用于本发明的功率放大器的第三示例集成变压器的布局图。所述变压器(总体上被标为570)包括四组八角形的初级绕组和一个四方形次级绕组。每一组初级绕组包括两个平行的绕组。中间绕组是次级绕组，其在平行的初级绕组之间延伸。这减少了电流拥挤(接近)效应，因为电流更均匀地分散在次级绕组从而减少损耗。
[0125]具体地说，集成变压器包括四组绕组，每一组分别与一个差分放大器相关联。每组绕组包括平行初级绕组572，574和次级绕组576。所述平行初级绕组耦合到子放大器PA1、PA2、PA3和PA4。平行初级绕组能够使得变压器处理更高的电流。次级绕组576通过连接器579缠绕在四个平行的初级绕组之间以生成PA输出，所述PA输出随后被耦合到的TX/RX开关。在平行的初级绕组之间延伸次级绕组改进了两者之间的磁耦合并且减轻了上文所述的接近效应。所述变压器具有空气芯并且金属层的宽度、间距和厚度被配置为在各频带(例如，2.4GHz和5GHz)提供足够的性能并且使输入和输出阻抗满足所需的电感和Q因子。需要注意的是，根据不同的应用，可以实施变压器绕组的替代配置。
[0126]图18示出了用于本发明的功率放大器的第四示例集成变压器的布局图。所述变压器(总体上被标为560)包括四组八角形的初级绕组和一个次级绕组，它们被布置为连续的或线性的阵列配置。每一组初级绕组包括两个平行的绕组。这减少了电流拥挤(接近)效应，因为电流更均匀地分散在次级绕组从而减少损耗。这也增加了该变压器的电流处理能力。中间绕组是次级绕组，其在平行的初级绕组之间延伸。
[0127]具体地说，集成变压器包括四组绕组，每一组分别与一个差分放大器相关联。每组绕组包括平行初级绕组562，564和次级绕组566。平行的初级绕组耦合到子放大器PA1、PA2、PA3和PA4。次级绕组566通过连接器568缠绕在四个平行的初级绕组之间以生成PA的输出，所述PA输出随后被耦合到TX/RX开关。在平行的初级绕组之间延伸次级绕组改进了两者之间的磁耦合并且减轻了上文所述的接近效应。所述变压器具有空气芯并且金属层的宽度、间距和厚度被配置为在各频带(例如，2.4GHz和5GHz)提供足够的性能并且使输入和输出阻抗满足所需的电感和Q因子。需要注意的是，根据不同的应用，可以实施变压器绕组的替代配置。
[0128]在图19A的电路中，每个变压器的中心抽头588被连接到VDD。除了图19A中的变压器的中心抽头588，平行的初级绕组582，584和次级绕组586的工作类似于图18中的集成变压器。
[0129]图19A示出了用于本发明的功率放大器的第六示例集成变压器的布局图。所述集成变压器(总体上被标为571)包括以线性行配置的四组绕组，每一组分别与一个差分子放大器相关联。每一组绕组包括一对平行的初级绕组581，583和次级绕组585。每一组中的平行的初级绕组耦合到PA1、PA2、PA3和PA4中的一个的子放大器的高和低电路输出。在每组绕组中，内电感器回路被用于低功率子放大器并且外电感器回路用于高功率子放大器，例如，在图12A、12B、13A、13B中所示的两个级联放大器。每个变压器的中心抽头587被连接到VDD。次级绕组通过连接器被放置在四组平行的初级绕组之间，以生成PA的输出，所述PA输出随后被耦合到TX/RX开关。在平行的初级绕组之间放置次级绕组改进了两者之间的磁耦合并且减轻了上文所述的接近效应。所述变压器具有空气芯并且金属层的宽度、间距和厚度被配置为在各频带(例如，2.4GHz和5GHz)提供足够的性能并且使输入和输出阻抗满足所需的电感和Q因子。需要注意的是，根据不同的应用，可以实施变压器绕组的替代配置。
[0130]图19C示出了用于本发明的功率放大器的第七示例集成变压器的布局图。所述集成变压器(总体上被标为491)包括以线性行配置的四组绕组，每一组分别与一个差分子放大器相关联。每一组绕组包括一对平行的初级绕组501，503和次级绕组505。每一组中的平行的初级绕组耦合到PA1、PA2、PA3和PA4中的一个的子放大器的高和低电路输出。每个变压器的中心抽头507连接到VDD。需要注意到是，用于PAl和PA4的绕组长于(即拉伸)PA2和PA3的绕组。这用于补偿PA子放大器中产生的相位失配。
[0131]次级绕组通过连接器被放置在四组平行的初级绕组之间，以生成PA的输出，所述PA输出随后被耦合到TX/RX开关。在平行的初级绕组之间放置次级绕组改进了两者之间的磁耦合并且减轻了上文所述的接近效应。所述变压器具有空气芯并且金属层的宽度、间距和厚度被配置为在各频带(例如，2.4GHz和5GHz)提供足够的性能并且使输入和输出阻抗满足所需的电感和Q因子。需要注意的是，根据不同的应用，可以实施变压器绕组的替代配置。此配置以及这里所描述的任何集成变压器的配置可用于上文所述的任何子放大器的配置，即图12A、12B、13A、13B和14的电路。
[0132]图20示出了用于本发明的功率放大器的第八示例集成变压器的布局图。所述变压器(总体上被标为590)包括分路器594，四个子放大器604以及合成器606。所述分路器包括一个初级绕组600和四组八角形的次级绕组，它们被布置为连续的或线性的行阵列配置。每组次级绕组包括两个平行的绕组596，598。这增加了变压器的电流处理能力。中间绕组是初级绕组，其在平行的次级绕组之间延伸。
[0133]为了尽量减少并补偿外部两个PAl、PA4变压器和内部两个PA2、PA3变压器之间的差所造成的、分路器中的各变压器之间的任何相位失配，差分输出在PAl和PA2绕组之间和PA3和PA4绕组之间交叉。[0134]所述合成器包括四组八角形的初级绕组610，608和一个次级绕组611，它们被布置为连续的或线性的行阵列配置。每一组初级绕组包括两个平行的绕组。这减少了电流拥挤(接近)效应，因为电流更均匀地分散在次级绕组从而减少损耗。这也增加了该变压器的电流处理能力。中间绕组是次级绕组，其在平行的初级绕组之间延伸。
[0135]具体地说，分路器和合成器都包括四组绕组，每一组与差分子放大器PA1、PA2、PA3和PA4中的一个相关联。所述RF输入信号被输入到缓冲器592,其差分输出被施加到分路器变压器的初级绕组。所述分路器的每个变压器的平行的次级绕组耦合到子放大器的相应差分输入。初级绕组600缠绕在四组平行的次级绕组之间，以生成到子放大器的四个信号输入。每个子放大器的输出被输入到合成器中相应的变压器。次级绕组611缠绕在四组平行的初级绕组610，608之间以生成PA输出，所述PA输出随后被耦合到TX/RX开关。所述分路器和合成器中的变压器都具有空气芯并且金属层的宽度、间距和厚度被配置为在各频带(例如，2.4GHz和5GHz)提供足够的性能并且使输入和输出阻抗满足所需的电感和Q因子。需要注意的是，根据不同的应用，可以实施变压器绕组的替代配置。
[0136]在克服变压器的任何相位失配的一种替代技术中，调谐电容器被添加到合成器中的每个初级绕组。但是，所述电容器可能是有损的，从而降低功率放大器的功率增益。这样的电路如图21所示。电容器的使用可以使变压器实现更好的跨变压器绕组的相位补偿。它还降低了寄生损耗并且导致较低的相位和放大误差。
[0137]所述变压器(总体上被标为620)包括分路器624、四个子放大器634和合成器636。所述分路器包括一个初级绕组630和四组八角形的次级绕组，它们被布置为连续的或线性的行阵列配置。每组次级绕组包括两个平行的绕组626、628。这增加了变压器的电流处理能力。中间绕组是初级绕组，其在平行的次级绕组之间延伸。
[0138]所述合成器包括四组八角形的初级绕组638，640、一个次级绕组642和电容器646，它们被布置为连续的或线性的行阵列配置。每一组初级绕组包括两个平行的绕组。这减少了电流拥挤(接近)效应，因为电流更均匀地分散在次级绕组从而减少损耗。这也增加了该变压器的电流处理能力。中间绕组是次级绕组，其在平行的初级绕组之间延伸。
[0139]具体地说，分路器和合成器都包括四组绕组，每一组与差分子放大器PA1、PA2、PA3和PA4中的一个相关联。所述RF输入信号被输入到缓冲器622,其差分输出被施加到分路器变压器的初级绕组。所述分路器的每个变压器的平行的次级绕组耦合到子放大器的相应差分输入。初级绕组630缠绕在四组平行的次级绕组之间，以生成到子放大器的四个信号输入。每个子放大器的输出被输入到合成器中的相应变压器。次级绕组642缠绕在四组平行的初级绕组638、640之间以生成PA输出，所述PA输出随后被耦合到TX/RX开关。所述分路器和合成器的变压器都具有空气芯并且金属层的宽度、间距和厚度被配置为在各频带(例如，2.4GHz和5GHz)提供足够的性能并且使输入和输出阻抗满足所需的电感和Q因子。需要注意的是，根据不同的应用，可以实施变压器绕组的替代配置。
[0140]在克服变压器的任何相位失配的另一种替代技术中，使得所述合成器的两个内部变压器的初级绕组(即，PA2和PA3绕组)长于两个外部变压器的绕组(即，PAl和PA4绕组)。这有效地将两个内部初级绕组的电感增加到值L+ Λ L，其中L表示两个外部初级绕组的电感。这使得无需将到差分子放大器的输入交叉。这样的电路如图22所示。需要注意的是，电感增加约20% (即，每侧10%)的量AL，对于尽量减少相位失配是有效的。还需要注意的是，当用于图20中的电路的电容C646变化±20%，PVT的电感L的变化大致为±8%。
[0141]所述变压器(总体上被标为650)包括分路器654、四个子放大器662和一个合成器663。所述分路器包括一个初级绕组657和四组八角形的次级绕组，它们被布置为连续的或线性的行阵列配置。每组次级绕组包括两个平行的绕组656、658。这增加了该变压器的电流处理能力。中间绕组是初级绕组，其在平行的次级绕组之间延伸。
[0142]所述合成器包括四组八角形的初级绕组(664，666)和(674，672)和一个次级绕组668，676，它们被布置为连续的或线性的行阵列配置。如上文所述，对应于PA2和PA3的两组内部绕组有较长的绕组，导致更大的电感L+AL。每一组初级绕组包括两个平行的绕组。这减少了电流拥挤(接近)效应，因为电流更均匀地分散在次级绕组从而减少损耗。这也增加了所述变压器的电流处理能力。中间绕组是次级绕组，其在平行的初级绕组之间延伸。
[0143]具体地说，分路器和合成器都包括四组绕组，每一组与差分子放大器PA1、PA2、PA3和PA4中的一个相关联。所述RF输入信号被输入到缓冲器652,其差分输出被施加到分路器变压器的初级绕组。所述分路器的每个变压器的平行的次级绕组耦合到子放大器的相应差分输入。初级绕组657缠绕在四组平行的次级绕组之间，以生成到子放大器的四个信号输入。每个子放大器的输出被输入到合成器中的相应变压器。次级绕组668、676缠绕在四组平行的初级绕组(664，666)和(674，672)之间以生成PA输出，所述PA输出随后被耦合到TX/RX开关。所述分路器和合成器的变压器都具有空气芯并且金属层的宽度、间距和厚度被配置为在各频带(例如，2.4GHz和5GHz)提供足够的性能并且使输入和输出阻抗满足所需的电感和Q因子。需要注意的是，根据不同的应用，可以实施变压器绕组的替代配置。
[0144]图23示出了用于本发明的功率放大器的第十一示例集成变压器的布局图。在该替代实施例中，为了克服变压器的相位失配，使得合成器的两个内部变压器的初级绕组(即PA2和PA3绕组)长于两个外部变压器的初级绕组(即PAl和PA4绕组)。这有效地将两个内部初级绕组的电感增加到值L+ Λ L，其中L表示两个外部初级绕组的电感。这使得无需将到差分子放大器的输入交叉。需要注意到是，电感增加约20% (即每侧10%)的量Λ L，对于尽量减少相位失配是有效的。还需要注意的是，当用于图20中的电路的电容C646变化± 20 %，PVT的电感L的变化大致为± 8 %。
[0145]所述变压器(总体上被标为680)包括分路器690、四个子放大器688和合成器692。该分路器包括一个初级绕组686和四组矩形次级绕组684，它们被布置为连续的或线性的行阵列配置。
[0146]所述合成器包括四组矩形的初级绕组694和一个次级绕组696，它们被布置为连续的或线性的行阵列配置。如上文所述，对应于ΡΑ2和ΡΑ3的两组内部绕组有较长的绕组，导致更大的电感L+AL。
[0147]具体地说，分路器和合成器都包括四组绕组，每一组与差分子放大器ΡΑ1、ΡΑ2、ΡΑ3和ΡΑ4中的一个相关联。所述RF输入信号被输入到缓冲器682,其差分输出被施加到分路器变压器的初级绕组。所述分路器的每个变压器的平行的次级绕组耦合到子放大器的相应差分输入。初级绕组686环绕四组次级绕组，以生成到子放大器的四个信号输入。每个子放大器的输出被输入到合成器中的相应的变压器。次级绕组696环绕四组初级绕组694以生成PA输出，所述PA输出随后被耦合到TX/RX开关。所述分路器和合成器的变压器都具有空气芯并且金属层的宽度、间距和厚度被配置为在各频带(例如，2.4GHz和5GHz)提供足够的性能并且使输入和输出阻抗满足所需的电感和Q因子。需要注意的是，根据不同的应用，可以实施变压器绕组的替代配置。
[0148]在电池操作的无线系统(如移动电话)中，RF功率放大器(PA)通常是最显著的功率消耗组件。为了最小化功耗，系统级的电源管理方案被设计为在很宽的输出功率范围内操作RF PA。当电源电压固定，在低功率水平的RF PA的效率是非常低的，对平均功耗和电池寿命产生不利影响。为了在宽功率范围上改善RF PA的总体效率，实施电源电压的动态控制。
[0149]功率放大器效率(PAE)是现代无线系统的RF设计中的关键因素。例如，在蜂窝基站中，功率消耗每年花费运营商数百万美元。在智能手机中，由于电池寿命下降和手机变热，正在更加关注PA的效率。此低效率是由于大多数最新的更高速度的3G和4G技术使用了诸如在正交频分复用(OFDM)上的正交幅度调制(QAM)的WCDMA和长期演进(LTE)之类的调制方法。所有这些技术需要本质上效率较低的线性PA。典型的线性RF PA工作在A类或AB类来实现其线性度。最大理论效率为50%，但在实践中，最高的效率在30%到35%的范围内。当放大器处于压缩或在压缩点附近运行时，最佳地实现这种效率。当输入信号处于或接近其峰值时发生压缩。最新的调制方法中，峰均功率比(PAPR)很高。于是对于多数传输，PA工作在远低于压缩点之下，从而提供优秀的线性度，而效率平均为20%或更少。这会导致作为热量耗散的功率增加，由PA汲取的过量电流会导致电池寿命缩短。
[0150]本发明利用包络跟踪解决了这个问题，它以动态跟踪RF信号的幅度或包络的快速变化的DC电源取代了用于PA的传统固定DC电源。包络跟踪(ET)和包络消除与恢复(EER)是两种用来实现高效的线性RF功率放大器的技术。如图24和图25所示，在这两种技术中，高效调制后的电源将可变电压提供给RF功率放大器。
[0151]图24示出了包含包络跟踪的FEM电路的第七示例TX路径部分的框图。所述电路(总体上被标为760)包括输入耦合器762、包络检测器764、调制电源766和线性RF功率放大器768。在操作中，通过包络检测器生成所述RF输入信号的包络并将其输入到调制后的电源，调制后的电源生成与RF输入信号的包络一致的DC电压输出VQUT。该电压输出用作线性RF PA的电源电压。需要注意的是，因为功率放大器基于线性拓扑(即ET)，DC-DC转换器输出电压可以直接连接到PA电源电压，所以功率缓冲器是可选的。
[0152]图25示出了包括包络消除和恢复的FEM电路的第八示例TX路径部分的框图。所述电路(总体上被标为770)包括输入耦合器772、包络检测器774、调制后的电源776、限制器778和非线性RF功率放大器779。在操作中，包络检测器生成RF输入信号的包络并将其输入到调制后的电源，调制后的电源生成与RF输入信号的包络一致的DC电压输出VQUT。所述限制器生成相位参考信号，相位参考信号被输入到非线性PA。所述电压输出Vtot作为非线性RF PA的电源电压。需要注意的是，因为所述PA基于非线性的拓扑(即EER)，所以在此电路中使用功率缓冲器不是可选的。
[0153]将在下面描述使用具有非常快的输出电压转变的DC-DC转换器以实现高效率的包络跟踪系统的技术。
[0154]图26A示出了实现通过电源的闭环RF功率控制的系统框图。所述电路(总体上被标为950)包括RF功率放大器956、输出功率检测器958、功率控制器块952和DC-DC转换器954。输出RF功率通过检测器958被读出，并且与功率控制命令信号相比较。响应于读出的RF功率和命令功率之间的误差，所述DC-DC转换器954的微调控制调整输出电压(Vout) 0在稳态下，测量的输出功率理想地等于功率控制命令。在此系统中，相对于其中用于RF PA的电源电压是恒定的更传统的实现，整体效率改善取决于DC-DC转换器，其能够在很宽的输出电压范围上以及输出功率水平上保持非常高的效率。在实施用于RF PA的传统DC-DC转换器中所面临的挑战是需要提供非常快的输出电压转变以响应RF PA输出功率的变化。下面将描述的是一种新的方法，用于在所述DC-DC转换器中提供非常快速的输出电压转变。
[0155] 图26B示出了示例同步DC-DC转换器的高级系统框图(降压(buck)拓扑仅作说明用途，但可使用升压、正激(forward)和任何其他DC-DC转换器配置)。所述电路(总体上被标为720)包括输入电压Vin722、开关724，726、开关驱动器736、电感器LJ28、电容器CJ30、电阻器R1、脉冲宽度调制(PWM)生成器734和误差放大器732。在操作中，使用降压转换器从较高的DC输入电压(Vin)生成较低的输出电压(Vtot)。如果在开关(高侧和低侧FET)和电感器中的损失均被忽略，则占空比或导通时间占转换器的总时间的比值可以表示为
【权利要求】
1.一种射频(RF)前端模块(FEM)，包括: TX/RX开关，其具有TX端口、RX端口和天线端口，所述天线端口耦合到外部天线； 低噪声放大器(LNA)，其耦合到所述RX端口并适于放大从所述天线接收到的信号；以及 功率放大器电路,其包括: 一个或多个子放大器电路，每个子放大器可操作以提供所述功率放大器的总功率的一部分； 功率合成器，其可操作以将所述一个或多个子放大器电路的输出合成，从而产生具有所需的总功率增益的单个放大后的输出信号。
2.根据权利要求1所述的前端模块，其中，所述FEM适于在2.4GHz频段发送和接收射频信号。
3.根据权利要求1所述的前端模块，其中，所述FEM适于在5GHz频段发送和接收射频信号。
4.根据权利要求1所述的前端模块，其中，所述TX/RX开关、功率放大器和低噪声放大器电路使用选自以下组中的半导体技术来制造，所述组包括:互补金属氧化物半导体(CMOS)、砷化镓(GaAs)、硅锗(SiGe)、铟镓磷化物(InGaP)和氮化镓(GaN)。
5.根据权利要求1所述的前端模块，其中，每个子放大器电路包括用于处理峰值信号的高部分以及用于处理平均信号的低部分，其中，将所述高部分和低部分的输出合成以产生子放大器输出。
6.根据权利要求1所述的前端模块，其中，每个子放大器电路包括多个放大器，每个放大器被指定为处理输入信号的一部分，其中，将所述多个放大器的输出合成以产生子放大器输出。
7.根据权利要求1所述的前端模块，其中，所述FEM适于发送和接收具有相对高的峰均比的调制信号。
8.根据权利要求1所述的前端模块，其中，所述FEM适于发送和接收符合选自以下组的无线标准的信号，所述组包括:802.1IffLAN, LTE、WiMAX、HDTV、3G蜂窝、4G蜂窝和DECT。
9.一种射频(RF)前端模块(FEM)，包括: 射频开关，其耦合到一个或多个天线并可操作以在一个或多个频带中接收和发送射频信号; 功率放大器电路，其适于接收TX射频输入信号，并生成射频输出信号以输入到所述射频开关，所述功率放大器电路包括多个子放大器电路，每个子放大器电路可操作以提供所述功率放大器电路的总功率的一部分，每个子放大器电路包括多个放大器，每个放大器被指定为处理所述TX射频输入信号的一部分，将所有子放大器电路的所述多个放大器的输出合成以生成具有所需的总功率增益的功率放大器电路输出；以及 低噪声放大器(LNA)，其适于从所述射频开关接收射频输入信号并生成RX射频输入信号。
10.根据权利要求9所述的前端模块，其中，所述射频开关、功率放大器和低噪声放大器电路使用选自以下组中的半导体技术来制造，所述组包括:互补金属氧化物半导体(CMOS)、砷化镓(GaAs) 、硅锗(SiGe)、铟镓磷化物(InGaP)和氮化镓(GaN)。
11.根据权利要求9所述的前端模块，其中，所述FEM适于发送和接收符合选自以下组的无线标准的信号，所述组包括:802.1IffLAN, LTE、WiMAX, HDTV、3G蜂窝、4G蜂窝和DECT。
12.根据权利要求9所述的前端模块，其中，所述一个或多个频段包括2.4GHz。
13.根据权利要求9所述的前端模块，其中，所述一个或多个频段包括5GHz。
14.一种实现射频(RF)前端模块(FEM)的方法，包括: 提供具有TX端口、RX端口和天线端口的TX/RX开关，所述天线端口耦合到外部天线，所述外部天线可操作以在一个或多个频段接收和发送信号； 将TX信号分路为多个TX子信号； 使用可操作以放大子信号的低功率部分的相应第一放大器和可操作以放大子信号的高功率部分的相应第二放大器单独放大每个TX子信号； 将每个第一和第二放大器的针对所述多个TX子信号中的每个子信号的输出相合成，以产生具有所需的总功率增益的单个放大后的信号； 提供低噪声放大器(LNA)，其适于从射频开关接收射频输入信号并为功率放大器生成RX射频输入信号。
15.根据权利要求14所述的方法，还包括全部使用选自以下组中的集成电路技术制造所述FEM，所述组包括:互补金属氧化物半导体(CMOS)、砷化镓(GaAs)、硅锗(SiGe)、铟镓磷化物(InGaP)和氮化镓(GaN)。
16.根据权利要求14所 述的方法，其中，所述FEM适于发送和接收具有相对高的峰均比的调制信号。
17.根据权利要求14所述的方法，其中所述FEM适于发送和接收符合选自以下组的无线标准的信号，所述组包括:802.llWLAN、LTE、WiMAX、HDTV、3G蜂窝、4G蜂窝和DECT。
18.根据权利要求14所述的方法，其中，所述一个或多个频带包括2.4GHz。
19.根据权利要求14所述的方法，其中，所述一个或多个频带包括5GHz。
20.—种移动设备,包括: 射频(RF)发射器； RF接收器；和 RF前端模块(FEM)，所述FEM包括: TX/RX开关，其具有TX端口、RX端口和天线端口，所述天线端口耦合到外部天线； 低噪声放大器(LNA)，其耦合到所述RX端口并适于放大从所述天线接收到的信号； 功率放大器电路,其包括: 一个或多个子放大器电路，每个子放大器可操作以提供所述功率放大器的总功率的一部分，其中每个子放大器电路包括多个放大器，每个放大器被指定为处理输入信号的一部分，其中将所述多个放大器的输出合成以产生子放大器输出； 功率合成器，其可操作以将所述一个或多个子放大器电路的输出合成，从而产生具有所需的总功率增益的单个放大后的输出信号。
21.根据权利要求20所述的移动设备，其中，所述FEM适于发送和接收符合选自以下组的无线标准的信号，所述组包括:802.1IffLAN, LTE、WiMAX、HDTV、3G蜂窝、4G蜂窝和DECT。
【文档编号】H03F3/45GK103795353SQ201310702997
【公开日】2014年5月14日 申请日期:2013年10月30日 优先权日:2012年10月30日
【发明者】A·莫斯托夫, S·安德森, U·苏萨, I·西玛, A·鲍尔 申请人:Dsp集团有限公司