半导体开关元件驱动电路的制作方法

本发明涉及半导体开关元件驱动电路(a drive circuit for a semiconductor switching element)。

背景技术：

为了开关电路的过电流保护而使用有半导体开关元件驱动电路。在半导体开关元件驱动电路中，与流过超过最大额定电流(maximum rated current)的电流的过电流状态(overcurrent state)和在短路故障等时流过更大的电流的短路状态(short-circuit state)相对应地设置两个阈值，半导体开关元件驱动电路按照阈值进行不同的动作。

半导体开关元件驱动电路具备有用于防止半导体开关元件被破坏的结构。通过该结构，能够在短路状态下使栅极信号的电平通过简单的反馈电路(短路保护电路)下降之后栅极信号的电平通过过电流保护电路完全地变成零，使得比过电流状态更高速地进行动作。通过过电流保护电路来监视的电流值与通过短路保护电路来监视的电流值相同，但是通过过电流保护电路来监视的电流值的阈值低。因此，在因噪声引起的误动作的可能性上，过电流保护电路比短路保护电路高。在过电流保护电路中，为了防止误动作通过延迟电路设定所谓的掩蔽时间来消除噪声(参照下述专利文献1)。

专利文献1：日本特开2012-231407号公报

技术实现要素：

在所述的以往的半导体开关元件驱动电路中，在短路状态下抑制的电流值根据半导体开关元件的特性的偏差而不同。另一方面，短路时半导体开关元件被破坏的原因之一是因半导体开关元件内部的消耗能量而引起的温度过高(excessive temperature)。消耗能量是由短路电流和时间的积分值决定的。

作为功率半导体来使用的半导体开关元件的成本大致与其面积成比例。因此，希望半导体开关元件的小型化，但是当小型化时破坏所需的能量也变小，用于对短路的保护的冗余变小。因而，为了小型化需要提高对短路的保护。此时，当单纯地缩短短路时间时，导致所述误动作防止的冗余减少。因此，这些成为权衡的关系。

即在流过半导体开关元件的电流小的情况下，至被破坏为止有时间上的余量，从成为应抑制电流的状态至半导体开关元件被完全断开为止经过固定时间(判定时间)，短路保护结束。能够通过加长该判定时间来提高噪声消除性能，但是现状中没有充分利用至半导体开关元件被破坏为止的时间上的余量。

本发明的目的在于提供一种能够不破坏半导体开关元件而延长判定时间来防止噪声引起的误动作的半导体开关元件驱动电路。

本发明的特征在于提供一种半导体开关元件驱动电路，具备：半导体开关元件，通过向该半导体开关元件的栅极端子施加栅极电压，在该半导体开关元件的第一端子与第二端子间流过主电流；过电流保护电路，其在与所述主电流的大小成比例的电流值或者电压值超过第一阈值的情况下，判断为所述主电流在规定时间内成为超过规定电流值的过电流，使所述主电流下降；短路保护电路，在所述主电流在比所述规定时间短的时间内成为比所述过电流更大的过电流的情况下，使所述栅极电压比由所述过电流保护电路产生的所述主电流下降更快地下降；以及判定时间变更电路，根据所述过电流保护电路的判断结果与第二阈值之间的比较结果，将是否使所述过电流保护电路进行工作的判定所需的判定时间设为所述主电流的大小越小所述判定时间越长。

附图说明

图1是第一实施方式涉及的半导体开关元件驱动电路的电路图。

图2是用于说明第一实施方式涉及的半导体开关元件驱动电路的动作的波形图。

图3是一般的半导体开关元件驱动电路的电路图。

图4是用于说明一般的半导体开关元件驱动电路的动作的波形图。

图5是第二实施方式的半导体开关元件驱动电路的电路图。

具体实施方式

以下，参照附图说明实施方式涉及的半导体开关元件驱动电路。

(第一实施方式)

本实施方式的半导体开关元件驱动电路用于向装载于电动汽车的马达(例如，三相交流马达)的各线圈提供电力。半导体开关元件驱动电路具备有包含马达的线圈的一部分以及逆变器电路的一部分的主电路MC、短路保护电路SP、以及由阈值设定电路TC和切换电路SC构成的过电流保护电路OP，其中，该阈值设定电路TC设定过电流的电压阈值。

此外，图1所示的主电路MC为了仿真用而包含有马达的线圈的一部分和逆变器电路的一部分。

主电路MC具备有马达的线圈L1、与线圈L1并联连接的反馈二极管(feedback diode)D1、以及作为半导体开关元件的绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor)IGBT Q1。

从电源V1对线圈L1提供电力。此外，在图1所示的半导体开关元件驱动电路中，为了分析其特性而设置有使并联设置的线圈L1和反馈二极管D1的两端短路的短路开关SS。在将半导体开关元件驱动电路应用于实际的电动汽车的情况下不需要短路开关SS。

线圈L1和反馈二极管D1的在电源V1相反侧的端子连接于IGBT Q1的集电极端子。IGBT Q1的发射极端子被接地。IGBT Q1的栅极端子经由栅极电阻R1连接于电源V2。在向栅极端子施加规定值以上的电压时，IGBT Q1使与该电压相应的集电极电流(主电流(principal current))ic从集电极端子流到发射极端子。通过该动作来控制提供到马达的线圈L1的电流。此外，IGBT Q1的集电极端子和发射极端子中的一个端子相当于第一端子、另一个相当于第二端子。

短路保护电路SP具备过电流限制用的晶体管Q2、电阻R3、电阻R4以及电容器C1。晶体管Q2的集电极端子连接于IGBT Q1的栅极端子与电阻R1的连接点。晶体管Q2的发射极端子经由并联设置的电容器C1和电阻R4来接地。晶体管Q2的基极端子连接于IGBT Q1的传感端子。IGBT Q1的传感端子是流过与集电极电流ic成比例的电流的电流检测用的端子。

IGBT Q1的传感端子与晶体管Q2的基极端子的连接点经由电阻R3来接地。该连接点还连接有切换电路SC的比较器IC1的反转输入端子和阈值设定电路TC的电阻R6。在晶体管Q2的集电极端子与栅极电阻R1的连接点连接有切换电路SC的电阻R2。此外，在栅极电阻R1与IGBT Q1的栅极端子的连接点产生栅极电压vg。另外，在IGBT Q1的传感端子与晶体管Q2的基极端子的连接点产生传感电压vs。

过电流保护电路OP中的阈值设定电路TC相当于阈值变更电路，由串联连接的电阻R6和R7构成。晶体管Q2的基极端子和IGBT Q1的传感端子经由电阻R6和R7来接地。将传感电压vs以电阻R6和R7进行分压所获得的过电流阈值电压vt施加于切换电路SC的比较器IC3的非反转输入端子。

过电流保护电路OP中的切换电路SC具有噪声消除、延时以及锁存器的功能，用于降低栅极电压vg来将IGBT Q1设为截止。切换电路SC具备电源V3、比较器IC1、比较器IC3、电阻R2、电阻R5、电容器C2、以及SR触发器IC2。比较器IC3相当于判定时间变更电路。

比较器IC1的非反转输入端子被输入来自电源V3的基准电压。比较器IC1的反转输入端子被输入传感电压vs。在传感电压vs超过来自电源V3的基准电压时，比较器IC1从输出端子输出L电平(低电平)(0伏特)的信号，在除此之外的情况下比较器IC1从输出端子输出H电平(高电平)的信号。比较器IC1的输出经由电阻R5来输入到比较器IC3的反转输入端子。

比较器IC3的反转输入端子与电阻R5的连接点经由电容器C2来接地。由电阻R5和电容器C2构成的电路还能够作为消除高频噪声的低通滤波器来发挥功能。在比较器IC3的反转输入端子与电阻R5的连接点产生滤波器电压vf。

在滤波器电压vf超过来自阈值设定电路TC的过电流阈值电压vt时比较器IC3从输出端子输出L电平(0伏特)的判定信号，在除此之外的情况下比较器IC3从输出端子输出H电平的判定信号。比较器IC3的输出被输入到作为锁存器电路的SR触发器IC2的置位输入端子(S端子)。

SR触发器IC2的反转输出端子经由电阻R2连接于栅极电阻R1与IGBT Q1的连接点。如果来自比较器IC3的判定信号为规定电平(SR触发器IC2的阈值)以上，则SR触发器IC2被置位，从反转输出端子输出L电平的信号。另一方面，如果来自比较器IC3的判定信号小于规定电平，则SR触发器IC2维持以前的状态。即如果初始状态是SR触发器IC2是被复位的状态，则从反转输出端子输出H电平的信号。

接着，参照图2的(a)～图2的(d)所示的波形图来说明所述的半导体开关元件驱动电路的动作。图2的(a)表示栅极电压vg，图2的(b)表示集电极电压vc，图2的(c)表示传感电压vs，图2的(d)表示(从线圈L1向IGBT Q1)流过主电路的电流、即IGBT Q1的集电极电流ic。

图2的(a)～图2的(d)表示发生短路的(将短路开关SS设为接通)的情况下的仿真结果。在时刻t1使IGBT Q1导通，在时刻t2发生逆变器的臂短路、马达的短路等，在检测到过电流之后时刻t3停止向IGBT Q1的栅极端子的电压施加(完全切断)。此外，过电流的产生是根据传感电压vs来检测的，而传感电压vs如图2的(c)所示瞬时变大，因此短路的检测视为时刻t2来进行以下说明。

此外，将从利用短路保护电路SP的电阻R3检测到过电流(时刻t2)至延迟时间T经过之后过电流保护电路OP进行工作(时刻t3)为止的期间称为期间TA。另外，在图2的(a)～图2的(d)中，与IGBT Q1的阈值电压的偏差相应地示出三种特性，阈值电压低的特性以一点划线表示、中等程度的特性以虚线表示、高的特性以实线表示。另外，在图2的(a)～图2的(d)中，时刻t3的位置与IGBT Q1的阈值电压相应地发生变化。

在时刻t1使IGBT Q1导通来开始向马达的线圈L1的电力供给。在没有发生短路、过电流的通常的马达驱动时(栅极接通时(gate-on state)，众所周知通过由控制电路(未图示)控制IGBT Q1的栅极电压vg的脉宽来改变集电极端子与发射极端子之间的电流、即流过马达的线圈的主电流ic，从而获得所需的马达驱动力。

栅极接通时如图2的(a)所示，在时刻t1栅极电压vg瞬时上升之后成为大致固定值。如图2的(d)所示，因栅极电压vg的上升而从IGBT Q1的集电极向发射极流过集电极电流ic。同时地流过与集电极电流ic成比例的传感电流，因此如图2的(c)所示，由传感电流和电阻R3所决定的IGBT Q1的传感电压vs也是上升后成为大致固定值。

另外，从电源V3输入到切换电路SC的比较器IC1的非反转输入端子的基准电压设定为高于栅极接通时输入到比较器IC1的反转输入端子的传感电压vs。因此，比较器IC1在栅极接通时输出H电平的信号。其结果，电阻R5与比较器IC3的非反转输入端子的连接点处的滤波器电压vf维持最高值。

另一方面，在传感电压vs产生的时刻t1，阈值设定电路TC的过电流阈值电压vt上升，成为利用电阻R6和R7将传感电压vs进行分压得到的电压(R7·vs/(R6+R7))。此时，从比较器IC1经由电阻R5输入到切换电路SC的比较器IC3的反转输入端子的所述滤波器电压vf大于输入到非反转输入端子的过电流阈值电压vt。因此，比较器IC3输出L电平的信号。其结果，过电流保护电路OP的切换电路SC不工作，IGBT Q1的栅极端子持续与接地端(ground)切断的状态。

另外，传感电压vs还施加在晶体管Q2的基极端子，但是该值小、低于晶体管Q2的阈值电压。因此，晶体管Q2维持集电极与发射极之间切断的断开状态，短路保护电路SP不工作。其结果，IGBT Q1的栅极端子不会经由电容器C1和电阻R4接地而是继续向线圈L1的电力供给，从而驱动马达。

此外，在使IGBT Q1导通之前，IGBT Q1中不流过集电极电流ic。但是，如图2的(b)所示，IGBT Q1原本具有设定为集电极侧电压高于发射极侧电压的结构，因此集电极电压vc示出因该结构而得到的值。但是，当在时刻t1向IGBT Q1施加栅极电压vg从而在集电极与发射极之间流过与栅极电压vg相应的集电极电流ic时，如图2的(d)所示，集电极电流ic在上升后维持规定的值。当集电极电流ic流过发射极(施加顺向偏置)时，集电极电压vc下降到接通电压(几伏特左右)为止。

设为在所述栅极接通时、在时刻t2产生例如逆变器的臂短路。当为了仿真该短路而将主电路MC的短路开关SS设为接通时，如图2的(d)所示，在时刻t2集电极电流ic瞬时变大从而成为过电流。此时，如图2的(c)所示，传感电压vs也大幅上升，使短路保护电路SP进行工作。即与过电流相应地变成比晶体管Q2的阈值电压大的传感电压vs向晶体管Q2的基极端子施加，晶体管Q2成为导通而流过电流。其结果，输入到IGBT Q1的栅极端子的电流经由晶体管Q2和电阻R4流入接地端。因而，如图2的(a)所示，栅极电压vg下降到栅极电压vg与传感电压vs平衡的规定电压值为止。如图2的(d)所示，伴随着该栅极电压vg的下降，集电极电流ic也下降。通过这样控制栅极电压vg，集电极电流ic的增加被抑制，IGBT Q1的破坏被抑制。

此外，如所述那样电容器C1与电阻R4并联地连接于晶体管Q2的发射极端子与接地端之间，因此栅极电压vg的高频成分快速地逃到接地端。另外，利用电阻R4来进行栅极电压vg向规定电压值的稳定化。因而，短路保护电路SP在发生短路时瞬时地限制栅极电压vg。

在所述期间TA中，IGBT Q1的阈值电压越低短路保护电路SP的工作中的栅极电压vg也变得越低。在这种情况下，与时刻t2以前的期间不同，栅极电压vg与阈值电压vth相应地大幅变化(偏差大)。

另一方面，过电流阈值电压vt是传感电压vs由电阻R6和R7进行分压而得到的，与传感电压vs成比例。因此，在期间TA内，传感电压vs越低过电流阈值电压vt也变得越低。在这种情况下，阈值电压越低过电流阈值电压vt也变得越大，过电流阈值电压vt也与阈值电压相应地大幅变化(偏差大)。

过电流阈值电压vt输入到比较器IC3的非反转输入端子，与经由电阻R5从比较器IC1输入到比较器IC3的反转输入端子的滤波器电压vf进行比较。如图2的(d)所示，在期间TA，集电极电流ic伴随着栅极电压vg的下降而下降之后成为大致固定值。该固定值比时刻t1～t2间的集电极电流ic大。在此，IGBT Q1的阈值电压越低，时刻t2后的集电极电流ic的最大值变得越大。另外，IGBT Q1的阈值电压越低，集电极电流ic的所述固定值也变得越大。这些最大值以及固定值与阈值电压相应地大幅变化(偏差大)。此外，如图2的(b)所示，在期间TA中集电极电压vc伴随着栅极电压vg的下降(与栅极电压vg平衡)而上升到与时刻t1以前的栅极断开时大致相同值为止。

如图2的(c)所示，在期间TA设定为电源V3的基准电压小于传感电压vs的固定值。因而，当判定为产生了过电流时，比较器IC1输出L电平的信号，L电平的信号经由电阻R5输入到比较器IC3的反转输入端子以及电容器C2。根据从比较器IC1输出的L电平的信号来使电容器C2逐渐地放电，因此滤波器电压vf逐渐地下降，在从时刻t2起经过延迟时间(所谓的掩蔽时间)T之后的时刻t3(T＝t3-t2)变得小于过电流阈值电压vt。其结果，比较器IC3输出H电平的判定信号，在SR触发器IC2的置位输入端子(S端子)输入H电平的判定信号(施加H电平的电压)。

当在时刻t3向SR触发器IC2的置位输入端子(S端子)施加H电平的电压时，从反转输出端子输出L电平(0伏特)的信号(电压)。根据该信号(电压)来经由电阻R2使电阻R1与IGBT Q1的栅极端子之间被接地，栅极电压vg下降到IGBT Q1变成截止的电压为止。其结果，IGBT Q1被强制地设为截止状态，集电极电流ic也变成0安培，保护IGBT Q1不被过电流破坏。

在时刻t3之后，传感电压vs下降，比较器IC1输出H电平的信号，因此电容器C2再次被充电。其结果，滤波器电压vf逐渐地上升，在SR触发器IC2的置位输入端子(S端子)输入L电平的判定信号(施加L电平的电压)。但是，SR触发器IC2作为锁存器电路发挥功能，维持以前的状态，因此栅极电压vg不会再次上升。

接着，通过与图3所示的一般的半导体开关元件驱动电路进行比较来说明第一实施方式的半导体开关元件驱动电路的优点。在一般的半导体开关元件驱动电路中，从所述第一实施方式去除阈值设定电路TC和切换电路SC的比较器IC3，比较器IC1的输出经由电阻R5直接输入到SR触发器IC2的置位输入端子(S端子)。

参照图4的(a)～图4的(d)所示的波形图说明一般的半导体开关元件驱动电路的动作。在时刻t2发生短路，利用电阻R3检测流过IGBT Q1的过电流并且晶体管Q2成为导通从而流过电流。输入到IGBT Q1的栅极端子的电流经由晶体管Q2和电阻R4流入接地端。因而，如图4的(a)所示，栅极电压vg下降到栅极电流vg与传感电压vs平衡的规定电压值为止。如图4的(d)所示，伴随着该栅极电压vg的下降，集电极电流ic也下降。通过这样控制栅极电压vg，集电极电流ic的增加被抑制、IGBT Q1的破坏被抑制。

利用比较器IC1检测集电极电流ic的限制状态，如果时间经过了根据电阻R5、电容器C2以及SR触发器IC2的置位输入端子(S端子)的阈值所生成的判定时间，则SR触发器IC2被置位。其结果，从SR触发器IC2的反转输出端子输出L电平(0伏特)的信号(电压)。根据该信号(电压)经由电阻R2使电阻R1与IGBT Q1的栅极端子之间被接地，栅极电压vg在时刻t3下降到IGBT Q1成为截止的电压为止。因而，IGBT Q1完全设为截止状态，如图4的(d)所示，集电极电流ic也变成零，保护IGBT Q1不被过电流的破坏。所述判定时间是为了避免电路内部的各种噪声引起的误动作而设置的。

在所述一般的半导体开关元件驱动电路中，判定时间固定，被调整为即使因IGBT Q1的特性的偏差引起集电极电流ic变大也不会破坏IGBT Q1的时间。

与此相对，在第一实施方式的半导体开关元件驱动电路中，流过IGBT Q1的电流由电阻R3来检测，输出与由电阻R3检测出的电流相应的传感电压vs。比较器IC3根据过电流阈值电压vt与由比较器IC1进行的过电流保护判断的判断结果之间的比较结果，将判定是否使过电流保护电路进行工作所需的判定时间的长度在集电极电流ic小时延长。即与传感电压vs相应地调整判定时间的长度。

如图2的(d)所示，在IGBT Q1的负担少的情况下、即流过IGBT Q1的集电极电流ic小的情况下判定时间设得长。其结果，能够不破坏IGBT Q1而延长判定时间，能够防止噪声引起的误动作。

(第二实施方式)

在第一实施方式中，根据传感电压vs来调整了判定时间。与此相对，在本实施方式中，根据栅极电压vg来调整判定时间。此外，在以下的说明中对与第一实施方式相同或者同等的结构附加相同的标记并省略其详细说明。

在所述第一实施方式中，阈值设定电路TC利用电阻R6和R7将传感电压vs进行分压来生成过电流阈值电压vt。与此相对，在本实施方式中，如图5所示地删除电阻R6和R7，利用电阻R8和R9将栅极电压vg进行分压来生成过电流阈值电压vt。此外，本实施方式中的波形图也与图4的(a)～图4的(d)所示的波形图相同。

阈值设定电路TC的过电流阈值电压vt成为利用电阻R8和R9将栅极电压vg进行分压得到的电压(R9·vg/(R8+R9))，与栅极电压vg成比例。过电流阈值电压vt输入到切换电路SC的比较器IC3的反转输入端子，与从比较器IC1经由电阻R5输入到比较器IC3的非反转输入端子的滤波器电压vf进行比较。

在本实施方式的半导体开关元件驱动电路中，与电流抑制中的栅极电压vg相应地改变流过IGBT Q1的电流并且可变地调整判定时间。具体地说，在IGBT Q1的负担少的情况下、即流过IGBT Q1的集电极电流ic小的情况下将判定时间设得长。其结果，能够不破坏IGBT Q1而延长判定时间，能够防止噪声引起的误动作。

在所述第一实施方式以及第二实施方式中，半导体开关元件驱动电路具备有：半导体开关元件(IGBT Q1)，通过向其栅极端子施加栅极电压(vg)来在第一端子与第二端子(集电极端子与发射极端子)间流过主电流(集电极电流ic)；过电流保护电路(OP)，其在与所述主电流的大小成比例的电流值或者电压值(传感电压vs)超过第一阈值(电源V3的基准电压)的情况下(vs>基准电压：比较器IC1)，判断为所述主电流在规定时间内成为超过规定电流值的过电流(比较器IC1输出L电平的信号)，使所述主电流下降；短路保护电路(SP)，其在所述主电流在比所述规定时间短的时间内成为比所述过电流大的过电流(短路：传感电压vs>晶体管Q2的阈值电压)的情况下，使所述栅极电压(vg)比所述过电流保护电路(OP)的所述主电流的下降更快地下降(将栅极电压vg经由晶体管Q2以及电阻R4和电容器C1来接地)；以及判定时间变更电路(比较器IC3和电容器C2)，其根据所述过电流保护电路(OP)的判断结果与第二阈值(过电流阈值电压vt)之间的比较结果(比较器IC3)，将是否使所述过电流保护电路(OP)进行工作的判定所需的判定时间设为在所述主电流的大小越小时所述判定时间越长。

在此，在所述第一实施方式中，所述判定时间变更电路(比较器IC3)根据所述半导体开关元件(IGBT Q1)的传感电压(vs)来判定所述主电流的大小(将与传感电压vs成比例的过电流阈值电压vt与滤波器电压vf进行比较来判定)。另外，半导体开关元件驱动电路还具备阈值变更电路(TC)，该阈值变更电路(TC)与所述传感电压(vs)成比例地变更(vt＝R7·vs/(R6+R7))所述第二阈值(过电流阈值电压vt)。

另一方面，在所述第二实施方式中，所述判定时间变更电路(比较器IC3)根据所述栅极电压(vg)来判定所述主电流的大小(将与栅极电压vg成比例的过电流阈值电压vt与滤波器电压vf进行比较来判定)。另外，半导体开关元件驱动电路还具备阈值变更电路(TC)，该阈值变更电路(TC)与所述栅极电压(vg)成比例地变更(vt＝R9·vg/(R8+R9))所述第二阈值(过电流阈值电压vt)。