双工器的制作方法

便携式通讯设备，例如移动无线电设备，能够同时在多个不同频带中以及在多个不同传递系统中进行通讯。对此，它们一般包括分别设置用于相应频带及相应传递系统的多个高频滤波器。虽然现代的高频滤波器已然能够制成很小的尺寸，但因其电路数目众多且复杂，布置有滤波器的前端模块还是相对较大并且其制作过程繁复且成本高昂。

作为改善措施，可能提出可调谐高频滤波器。这类滤波器具有可调整的中间频率，因此可调谐滤波器原则上能够替代两个或多个常规滤波器。可调谐高频滤波器例如由公开文献US 2012/0313731 A1或EP 2530838 A1中已知。在此，通过可调谐阻抗元件改变利用声波工作的谐振器的电声特性。

由文献《Reconfigurable Multiband SAW Filters for LTE Applications》，IEEE SiRF 2013，第153-155页，Lu等人著中，已知可借助开关重新配置的滤波器。

然而，已知的可调谐高频滤波器的问题尤其在于，调谐本身会更改滤波器的重要特性。例如，在调谐过程中，插入衰减、输入阻抗和/或输出阻抗会发生变化。

因此，本发明的目的是，提供一种具有高频滤波器的双工器，其能够在不更改其他重要参数的情况下进行调谐，并且使技术人员在设计滤波器模块时具有额外的自由度。

本发明用以达成上述目的的解决方案为独立权利要求所给出的特征。本发明的附加构造方案参阅从属权利要求。

所述双工器包括Tx滤波器和Rx滤波器。所述Tx滤波器包括分别与电声谐振器串联的基本构件以及串联在所述基本构件之间的阻抗变换器。所述Rx滤波器包括分别与电声谐振器串联的基本构件以及串联在所述基本构件之间的阻抗变换器。所述Tx滤波器中的阻抗变换器是阻抗逆变器。所述Tx滤波器中的基本构件的谐振器仅是串联谐振器。所述Rx滤波器中的阻抗变换器是导纳逆变器。所述Rx滤波器中的基本构件的谐振器仅是并联谐振器。

所述Tx滤波器和所述Rx滤波器是高频滤波器。

高频滤波器中的基本构件已知采用例如阶梯型结构，在此，基本构件包括串联谐振器及并联谐振器。多个这样的基本构件串联，倘若串联谐振器或并联谐振器的谐振频率与反谐振频率相互调谐，实质上就会产生滤波作用。

就此而言，本文所述的基本构件可以大致视为阶梯型电路的等分基本构件。

考虑将阻抗逆变器或导纳逆变器用作阻抗变换器。在阻抗变换器将负载阻抗变换为输入阻抗的任意变换中，明确体现阻抗逆变器或导纳逆变器的作用。如下所述，阻抗逆变器或导纳逆变器能够在辅助下用于双端口。

具有矩阵元A、B、C、D的链矩阵描述双端口的作用，其以其输出端连接至负载，具体方式是，其指定如何将负载处产生的电压U_L及流过负载的电流I_L变换成施加于输入端的电压U_IN及流入输入端I_IN的电流：

在此，将阻抗Z定义成电压与电流之比：

借此，将负载阻抗Z_L变换成输入阻抗Z_IN：

这样负载阻抗Z_L表面上就和输入阻抗Z_IN一样。

现通过下列链矩阵来表征阻抗逆变器：

从中得出

对阻抗求逆。比例系数为K²。

通过下列链矩阵来表征导纳逆变器：

从中得出导纳Y：

对导纳求逆。比例系数为J²。

业已发现，在调谐高频滤波器时，并联谐振器与串联谐振器的并存对重要参数的可更改性具有显著影响。另外还发现，如果仅存在一种类型的谐振器，则调谐对这些参数的影响较小。因此，倘若仅有串联谐振器或者仅有并联谐振器，则高频滤波器在调谐时在插入衰减、输入阻抗和/或输出阻抗方面表现更加稳定。此外还发现，上述阻抗变换器适用于使串联谐振器表现为并联谐振器，反之亦然。特别是，由两个阻抗逆变器与介于其间的串联谐振器组成的串联电路对于其电路环境来说就像并联谐振器一样。而两个阻抗逆变器与介于其间的并联谐振器串联对于其电路环境来说就像串联谐振器一样。

因此，通过这些串联电路能够建立可更好调谐的高频滤波电路。因而，也能实现改善的双工器。

因此可行的是，这样配置高频滤波器，即阻抗变换器是阻抗逆变器且谐振器是串联谐振器。

这种滤波器无需并联谐振器。倘若将所述滤波器配置成带通滤波器或带阻滤波器，则其一般具有陡峭的右侧边。所述滤波器能够用于双工器中。由于其陡峭的右侧边，优选作为发射滤波器。亦即发射频带位于接收频带之下的情况。倘若调换发射频带与接收频带的相对布置，则所述具有串联谐振器的滤波器优选用于接收滤波器。

另外同样可行的是，这样配置高频滤波器，即阻抗变换器是导纳逆变器且谐振器是并联谐振器。

这种滤波器无需串联谐振器。倘若将所述滤波器配置成带通滤波器或带阻滤波器，则其一般具有陡峭的左侧边。所述滤波器也能够用于双工器中。由于其陡峭的左侧边，优选作为接收滤波器。亦即接收频带位于发射频带之上的情况。倘若调换发射频带与接收频带的相对布置，则所述具有串联谐振器的滤波器优选用于发射滤波器。

替选地，同样可行的是，在Tx滤波器中仅有并联的谐振器且在Rx滤波器中仅有串联的谐振器。

可行的是，所述阻抗变换器不仅包括电容性元件而且包括电感性元件作为阻抗元件。然而同样可行的是，所述阻抗变换器仅包括电容性元件或者仅包括电感性元件。于是，所述阻抗变换器仅由无源的电路元件组成。特别是，如果所述阻抗变换器仅包括几个或完全没有电感性元件，则其能够轻易地作为多层基片的金属层中的结构化金属区实现。

可行的是，所述阻抗变换器除电感性元件或电容性元件之外还包括相移线路。然而同样可行的是，所述阻抗变换器由相移线路组成。此外，相移线路也能够以简单紧凑的方式集成于多层基片中。

可行的是，通过对称描述矩阵B来描述所述滤波器。

现有完全通过描述矩阵来描述的滤波电路。矩阵B包含表征滤波器的各个电路组件的矩阵元。

包括三个串联的谐振器R1、R2、R3并且在输入侧与源阻抗ZS连接而在输出侧与负载阻抗ZL连接的滤波电路可能具有下列形式：

然而，该电路可能不能作为带通滤波器工作。

倘若两个外侧的串联谐振器如此通过阻抗逆变器来掩蔽，即它们相应表现为并联谐振器，则获得一种和阶梯型结构一样并通过下列描述矩阵来描述的结构。

在此，K_S1代表源阻抗Z_S与第一谐振器之间的阻抗逆变器。K₁₂代表第一谐振器与第二谐振器之间的阻抗逆变器。一般而言，逆变器的脚注表示谐振器，在所述谐振器之间便布置有相应的逆变器。B_ij＝B_ji，即矩阵关于其对角线对称。在图1中示出与方程式(9)相关的滤波电路。所述谐振器由矩阵对角线上的元来描述。所述阻抗变换器由对角线正上方和正下方的次对角线上的元来描述。

可行的是，一个或两个滤波器包括第二阻抗变换器，其与滤波器的一段并联。该段包括一个基本构件与两个阻抗变换器的串联电路。

于是，所述描述矩阵包含位于上方次对角线之上或下方次对角线之下的元素。

可行的是，所述基本构件的谐振器中的至少一个可调谐的。

原则上，特别是当谐振器之一可调谐时，考虑使用BAW谐振器(BAW＝Bulk Acoustic Wave＝体声波)、SAW谐振器(SAW＝Surface Acoustic Wave＝表面声波)、GBAW谐振器(GBAW＝Guided Bulk Acoustic Wave＝导行体声波)和/或LC谐振器。

利用声波工作的谐振器元件基本上具有一方面由电容性元件C₀组成的并联电路以及另一方面具有电感性元件L₁和电容性元件C₁的串联电路的等效电路图。这种谐振器元件具有其谐振频率：

及其反谐振频率：

倘若谐振器除谐振器元件之外还包括与谐振器元件串联和/或并联的可调谐元件，诸如可调谐的电感性元件或电容性元件，则谐振器结构具有可变的频响特性。在此，谐振频率取决于L₁和C₁，而不取决于C₀。反谐振频率还取决于C₀。通过改变可调谐阻抗元件的阻抗，能够使等效电路图的C₀与L₁相互独立地变化。与此同时，能够相互独立地调整谐振频率与反谐振频率。

作为具有能够借助可调谐阻抗元件来更改其特征频率的谐振器元件的谐振器的替代方案或补充方案，可调谐谐振器可以包括发自谐振器元件的场，每个元件可借助开关耦合至谐振器或者可与谐振器分离。于是，每一可调谐谐振器是由m个谐振器元件组成的阵列。

据此，能够构造这样的高频滤波器，其根据当前有源的谐振器元件实现m种不同的滤波器传递曲线。在此情形下，这m个谐振器中的每一个都刚好对应于一种滤波器传递曲线。然而同样可行的是，一种滤波器传递曲线同时对应于多个有源谐振器元件。这样就有可能使m个谐振器元件达成m！(m的阶乘积)种不同的滤波器传递曲线。在此，m可以是2、3、4、5、6、7、8、9、10或更多。倘若这些谐振器元件并联，则可能有2^m种不同的滤波器传递曲线。

在此情形下，所述开关可以是呈半导体结构制造的开关，诸如CMOS开关(CMOS＝互补型金属氧化物半导体)、基于GaAs(砷化镓)的开关或者JFET开关(JFET＝结型FET[FET＝场效应晶体管])。MEMS开关(MEMS＝微机电系统)同样也是可行的，并且具有卓越的线性特性。

因而可行的是，全部谐振器都可调谐至不同的频带。

特别可行的是，谐振器的可调谐性能够补偿温度波动、针对阻抗适配调整滤波器、针对插入衰减调整滤波器或者针对隔离调整滤波器。

另外还可行的是，每个谐振器包括可通过开关控制的等效谐振器元件，所述开关经由MIPI接口(MIPI＝移动行业处理器接口)做出响应。

可行的是，一个或多个阻抗变换器包括无源阻抗元件或者由其组成。因此，所述阻抗变换器能够包括两个并联电容性元件以及一个并联电感性元件。在此情形下，涉及例如接地的分流支路，其包含相应的电容性元件或电感性元件。

同样可行的是，阻抗变换器包括三个并联电容性元件。

同样可行的是，阻抗变换器包括三个并联电感性元件。

同样可行的是，阻抗变换器包括两个并联电感性元件以及一个并联电容性元件。

通过计算可以得出，各个阻抗元件具有负阻抗值，例如负电感或负电容。至少在相应的阻抗元件与高频滤波器的其他阻抗元件连接的情况下，负阻抗值大多是没有问题的，因为这样与其他元件的连接总体上具有再次为正的阻抗值。在这种情况下，原本设置的元件的连接可以由具有正阻抗值的元件取代。

另外还可行的是，所述高频滤波器包括两个串联的基本构件以及与这两个串联的基本构件并联的电容性元件。

可行的是，所述双工器包括如下配置的高频滤波器。所述高频滤波器具有一个信号路径、信号路径中的四个电容性元件、六个分别具有一个谐振器元件和一个在接地分流支路中与其串联的开关的可切换谐振器以及一个与这四个电容性元件中的两个并联的电感性元件。在此情形下，所述高频滤波器是Tx滤波器或Rx滤波器。同时可行的是，不仅相应构造Tx滤波器，而且还相应构造Rx滤波器。

下面对主要原理加以阐述，并且以非穷尽列举示例性和示意性电路的方式对高频滤波器的主要方面加以说明。

其中：

图1示出具有三个谐振器和四个阻抗变换器的高频滤波器F，

图2示出具有三个谐振器和两个阻抗变换器的滤波器，

图3示出具有通过阻抗适配电路与天线连接的发射滤波器TX和接收滤波器RX的双工器D，

图4示出高频滤波器F，其中，在中央有一个串联谐振器S并且在外围各有一个串联谐振器，其与两个阻抗变换器连接，

图5示出高频滤波器F，其仅包括并联谐振器作为所用的谐振器，

图6示出高频滤波器F，其中阻抗变换器使第一谐振器直接与第三谐振器连接，

图7示出高频滤波器F，其中导纳逆变器使第一谐振器与第三谐振器直接连接，

图8示出具有可调谐谐振器的高频滤波器，

图9A至图9K示出可调谐谐振器的不同实施方式，

图10A示出具有可凭开关激活的串联谐振器元件的可调谐谐振器，

图10B示出具有可借助开关激活的并联谐振器的可调谐谐振器，

图11A至图11F示出阻抗逆变器的不同实施方式，

图12A至图12F示出导纳逆变器的不同实施方式，

图13A至图13C示出高频滤波器设计中的不同抽象化阶段，

图14A至图14H示出具有两个可调谐串联谐振器以及三个阻抗变换器的高频滤波器的不同的具体实施方式，

图15A至图15H示出具有两个可调谐谐振器、三个阻抗变换器以及各一个桥接的电容性元件的高频滤波器的实施方案，

图16示出谐振器的插入衰减(A)以及相应带通滤波器的插入衰减(B)，

图17示出图16的高频滤波器的通带曲线，其中可调谐阻抗元件在其阻抗上发生变化，以便获得通带B的新位置，

图18示出谐振器的导纳(A)以及具有导纳逆变器的相应带通滤波器的插入衰减(B)，

图19示出针对图18的高频滤波器，其中，可调谐阻抗元件的阻抗值发生变化，以便获得通带的变化位置，

图20示出高频滤波器的插入衰减(B,B')，其中通过对谐振器进行调谐获得通带的不同频率位置，

图21示出具有并联谐振器和导纳逆变器的高频滤波器的不同通带曲线(B,B')，其中不同阻抗值引致通带的不同位置，

图22示出可调谐双工器的插入衰减：曲线B1和B3在此表示可调谐发射频带；曲线B2和B4表示可调接收频带的插入衰减，

图23示出可行的滤波电路，

图24示出电路部件在元器件中的可能集成形式，以及

图25示出参照图23的可调谐滤波器的传递函数。

图1示出一种具有三个谐振器和四个阻抗变换器IW的高频滤波电路F。在此，中间的谐振器表示基本构件GG。中间的谐振器可以是并联谐振器P或者串联谐振器S。围绕第一谐振器的两个阻抗变换器IW致使谐振器在表面上看起来和串联谐振器或者并联谐振器一样。倘若中间的谐振器是并联谐振器，则第一谐振器也可能是并联谐振器，其表面上看起来和串联谐振器一样。相应地，第三谐振器也可能是并联谐振器，其表面上看起来和串联谐振器一样。反之，中间的谐振器可以是串联谐振器S。于是，两个外侧的谐振器也可能是串联谐振器，它们表面上看起来和并联谐振器一样。如此，在使用阻抗变换器IW的情况下，即使仅使用串联谐振器或者即使仅使用并联谐振器，也能获得阶梯型状滤波器结构。

图2示出一种滤波电路，其中，中间的谐振器如此通过围绕其的阻抗变换器IW来遮蔽，即虽然只使用一种类型的谐振器，但滤波器表面上看起来和并联谐振器与串联谐振器的交替序列一样。

图3示出一种双工器D，其中发射滤波器TX以及接收滤波器RX都包括由阻抗变换器与谐振器构成的串联电路，它们互联起来，使得每一滤波器仅需一种类型的谐振器。串联谐振器适用于构成通带的陡峭的滤波器右侧边，并且发射频带一般在频率方面位于接收频带之下，因此在发射滤波器TX中使用串联谐振器是有利的。类似地，在接收滤波器RX中应使用并联谐振器。倘若发射频带位于接收频带之上，则相应地，在接收滤波器中优选串联谐振器，而在发射滤波器中优选并联谐振器。

滤波器TX、RX通过阻抗适配电路IAS而连接至天线ANT。从阻抗适配电路IAS的角度出发，这两个滤波器TX、RX中的每一个看起来都和常规的阶梯型滤波电路一样，这样在实践中配置诸如天线和阻抗适配电路的其余电路组件时就无需额外的开销。

图4相应示出一种将中间的谐振器配置成串联谐振器S的实施方式。借由阻抗变换器IW的作用，在两个外侧谐振器中也能够分别使用串联的谐振器元件，但阻抗变换器与串联谐振器的组合表面上看起来且表现成并联谐振器的样子。为使串联谐振器表面上表现为并联谐振器的样子，优选采用阻抗逆变器K。

与之相比，图5示出一种仅使用并联谐振器的高频滤波器F的实施方式。在使用导纳逆变器J作为阻抗变换器IW的实施形式的情况下，两个外侧的并联谐振器均表现为串联谐振器S的样子。连同中央的中间谐振器、并联谐振器P，高频滤波器F形成类阶梯型结构。

图6示出一种两个外侧的谐振器直接通过另一阻抗变换器，例如阻抗逆变器连接的实施方式。外侧的谐振器通过另一阻抗变换器直接连接提供了全新的自由度，由此能够进一步优化高频滤波器。

图7例示一种使用并联谐振器和导纳逆变器J的高频滤波器H的实施方式。在此，两个外侧的谐振器也直接通过另一导纳逆变器J彼此连接。

图8示出一种高频滤波器的可行的实施方式，其中谐振器可调谐。

图9示出一种可调谐谐振器R的可行的实施方式。谐振器R包括谐振器元件RE。在此，谐振器元件RE可以是利用声波工作的谐振器元件。电容性元件CE与谐振器元件RE并联。另一电容性元件CE与该并联电路串联。这两个电容性元件CE都可调谐，即能够调整它们的电容。根据所用的电容性元件，能够连续调整电容或者将其调整成不连续的值。倘若电容性元件例如包括变容二极管，则可以通过施加偏压来连续调整电容。倘若电容性元件CE包括能够借助一个或多个开关单独控制的一组单电容性元件，则可以以不连续的阶段调整相应电容性元件CE的电容。

图9B示出一种谐振器R的替选可行方案，其中可调谐电容性元件CE与谐振器元件的串联电路与可调谐电感性元件串联。

图9C示出一种可调谐谐振器R的可行实施方式，其中谐振器元件RE与可调谐电感性元件IE并联。

这种并联电路与可调谐电容性元件CE串联。

图9D示出另一种可调谐谐振器R的替选实施方式。在此，与图9C相比，并联电路与可调谐电感性元件IE串联。

图9E示出另一种可调谐谐振器的替选实施方式，其中谐振器元件RE仅与可调谐电容性元件CE并联。

图9F示出另一种可调谐谐振器R的替选实施方式，其中谐振器元件RE与可调谐电感性元件IE并联。

图9E和图9F示出可调谐谐振器R的相对较简单的实施方式。图9A至图9D示出可调谐谐振器R的实施方式，其在调谐过程中通过另一可调谐元件实现进一步自由度。就此而言，所示的实施方式能够与具有固定阻抗或可变阻抗的其他电容性元件和电感性元件串联或并联，以便获得额外的自由度，例如，针对较宽的调谐区间。

图9G示出一种可调谐谐振器R的实施方式，其中谐振器元件RE与包括电感性元件IE和可调谐电容性元件CE的串联电路并联。

图9H示出一种可调谐谐振器R的实施方式，其中谐振器元件RE与包括电感性元件IE和可调谐电容性元件CE的并联电路并联。

图9I示出一种可调谐谐振器R的实施方式，其中谐振器元件RE与包括电感性元件IE和可调谐电容性元件CE的串联电路串联。

图9J示出一种可调谐谐振器R的实施方式，其中谐振器元件RE一方面与包括电感性元件IE和可调谐电容性元件CE的串联电路串联并且另一方面与包括电感性元件IE和可调谐电容性元件CE的并联电路并联。

图9K示出一种可调谐谐振器R的实施方式，其中谐振器元件RE一方面与包括可调谐电感性元件IE和可调谐电容性元件CE的串联电路串联并且另一方面与包括可调谐电感性元件IE和可调谐电容性元件CE的并联电路并联。

另外适用的是，除诸如变容二极管的可连续调谐的元件以及恒定阻抗的可切换元件之外，可切换且可调谐的元件，例如借助开关而增加可切换性的变容二极管也是可行的。

还普遍适用的是，在谐振器中，谐振器元件可以与串联网络串联并且与并联网络并联。在此，串联网络和并联网络可以分别包括阻抗固定或可变的阻抗元件。

图10示出一种附加的可调谐谐振器R的可行实施方式，所述可调谐谐振器包括多个谐振器元件RE以及多个开关SW。在此，图10A示出在信号路径SP中串联的谐振器元件RE。与此同时示出可调谐的串联谐振器。通过单独打开和关闭各个开关SW，能够将可单独调整的某些谐振器元件耦合到信号路径SP中。倘若图10A中的可调谐谐振器R包括m个谐振器元件RE，则能够获得2^m种不同的切换状态。

图10B示出一种可调谐谐振器R的实施方式，其中谐振器元件使信号路径SP接地。各个谐振器元件RE与信号路径SP连接的顺序在原则上具有相关性，因此能够获得m！(阶乘积)种不同的谐振器状态。

图11A至图11F表明阻抗逆变器的不同实施方式。

图11A示出一种表现为阻抗逆变器的阻抗变换器的形式。在信号路径中串联两个电容性元件。一个电容性元件使信号路径中的两个电容性元件的共同电路节点接地。信号路径中的电容性元件通过计算得出负电容-C。接地的并联电路中的电容性元件通过计算得出正电容C。

如上已述，仅由针对两个端口的运算规则得出电容值。因此，在图11A中所示的T型电路不必在电路环境中实现。确切而言，可以将串联路径中具有负电容的电容性元件与串联路径中额外连接的具有正电容的其他电容性元件组合，这样就能总体上相应获得一个或多个正电容的电容性元件。

这同样适用于图11B、图11C和图11D的实施方式并且适用于图12A、图12B、图12C和图12C中的导纳逆变器的实施方式。

图11B示出由电感性元件组成的T型电路，其中在信号路径中串联的两个电感性元件纯粹在形式上具有负电感。

图11C示出一种阻抗逆变器形式，作为π型电路，其在串联路径中具有一个负电容的电容性元件并且在相应的并联电路中具有两个正电容的电容性元件。

图11D示出一种π形阻抗逆变器的实施方式，其中信号路径中的电感性元件的电感为负。相应的两个并联路径中的电感性元件的电感为正。

图11E示出一种阻抗逆变器的实施方式，其具有相移电路以及电感L的电感性元件。在此，相移电路优选具有信号线路的特征阻抗Z₀。通过相移电路来适当设定相位差Θ。

在阻抗逆变器的情况下，例如，可以通过方程式来确定Θ。在此，通过确定和K。在导纳逆变器的情况下，可以采用：在此，通过确定和J。

类似于图11E，图11F示出一种替选的实施方式，其中，将电感性元件替换成电容C的电感性元件。

图12A至图12F示出导纳逆变器的实施方式。

图12A示出一种T构型的导纳逆变器的实施方式，其中串联路径中的两个电容性元件具有正电容。并联路径中的电容性元件表面上具有负电容。

图12B示出一种T构型的导纳逆变器的实施方式，其中在信号路径中串联两个电感L的电感性元件。在使两个电感性元件的电极接地的并联路径中连接有具有负电感-L的电感性元件。

图12C示出一种π构型的导纳逆变器的实施方式，其中，两个并联路径中的两个电容性元件具有负电容。信号路径中的电容性元件具有正电容。

图12D示出一种具有三个电感性元件的π构型的导纳逆变器的实施方式。串联路径中的电感性元件具有正电感。两个并联路径中的两个电感性元件分别具有负电感。

图12E示出一种导纳逆变器的实施方式，其中具有正电感L的电感性元件连接于相移电路的两段之间。相移电路的每段都具有特征阻抗Z₀并且适当地移动相位。

对应于图12E，图12F示出一种导纳逆变器的实施方式，其同样以相移电路为基础。在相移电路的两段之间连接具有正电容C的电容性元件。

图13示出并用可调谐谐振器R与阻抗变换器IW。在此，谐振器可以是串联谐振器。通过使用阻抗逆变器K作为阻抗变换器IW，两个阻抗变换器IW与连接于其间的串联谐振器的组合共同形成并联谐振器。

倘若将图13A的阻抗变换器IW替换成如图11A至11F所示的阻抗逆变器，例如参阅图11A，则获得图13B的电路结构。具有负电容的电容性元件似乎存在一定问题。然而，考虑到谐振器R本身具有正电容的电容性元件的特性，因而无需使用具有负电容的电容性元件直接与谐振器元件连接。这一点如图13C中所示。

此外，考虑到高频滤波器的电路环境中连接有电容性元件，因而也无需使用图13C的负电容的周边电容性元件。总之，获得一种如图14A所示的电路结构。此外，如果高频滤波器的外部电路环境无法补偿图13中的负电容-C，则可以通过并联路径中的电容性元件的正电容来补偿负电容。

图14A示出一种制作简单的高频滤波电路，其具有两个可调谐谐振器和三个阻抗元件，如此选择它们的阻抗，即这两个谐振器之一充当并联谐振器。因此，图14A基本上示出阶梯型滤波电路的基本构件，但仅使用串联谐振器。

图14B示出一种图14A的高频滤波器的替选方案，其中将谐振器之间的电感性元件L替换成电容性元件C并且将负载侧的并联路径中的电容性元件替换成电感性元件。

图14C示出另一种具有两个谐振器的高频滤波器的实施方式，其中，在相应的并联路径中连接三个电感性元件。

图14D示出一种高频滤波器的可行实施方式，其中左侧的两个阻抗元件由电感性元件构成，右侧的阻抗元件由电容性元件构成。

图14E示出一种实施方式，其中外侧的两个阻抗元件由电感性元件构成，中间的阻抗元件由电容性元件构成。

图14F示出一种实施方式，其中右侧的两个阻抗元件由电容性元件构成，左侧的阻抗元件由电感性元件构成。

图14G示出一种实施方式，其中右侧的两个阻抗元件由电感性元件构成，左侧的阻抗元件由电容性元件构成。

图14H示出一种实施方式，其中全部三个阻抗元件都由电容性元件构成。

图15A至图15H示出图14A至图14H的高频滤波器的其他实施方式，其中，另一阻抗元件使信号输入端与信号输出端直接互联。作为桥接式电容性元件的替选方案，可以使用桥接式电感性元件或者阻抗变换器的其他实施形式。

图16示出谐振器的导纳(曲线A)以及具有这种谐振器的高频滤波器的传递函数(曲线B)。串联的电容性元件具有值2.4pF。并联的电容性元件具有值0.19pF。

图17示出相应曲线，其中，将串联的可调谐电容调整成电容值30pF，并且将并联的可调谐电容调整成电容值3.7pF。与图16和图17相关的滤波器的阻抗变换器是阻抗逆变器。谐振器是串联谐振器。

与之相比，图18和图19示出具有导纳逆变器和并联谐振器的高频滤波器的相应曲线。在此，图18示出其中串联的可调谐电容具有值2.4pF且并联的可调谐电容元件具有值0.19pF的滤波器的特征曲线。

图19示出其中串联的可调谐电容具有值30pF且并联的可调谐电容具有值3.7pF的高频滤波器的相应曲线。

图20示出具有导纳逆变器和并联谐振器的带通滤波器的插入衰减。该滤波器包括可调谐谐振器，它们通过电容性元件的可调电容而一次调整至接收频带17或频带5。在此，这些谐振器包括如图10B所示的可借助于开关耦合的谐振器元件。

在此，图21示出具有阻抗逆变器和串联谐振器的高频滤波器的通带曲线，其中，将可调谐值一次调谐至频带17的发射频率及一次调谐至频带5的发射频率。在此，这些谐振器包括如图10A所示的可借助于开关耦合的谐振器元件。

图22示出可调谐双工器的接收滤波器或发射滤波器一次调谐至频带17及一次调谐至频带15的插入衰减。

图23示出一种高频滤波器的可行实施方式。

在信号路径SP中串联四个电容性元件。在六个接地的分流支路中各连接一个可切换的谐振器。这些可切换谐振器中的每一个都包括谐振器元件以及与其串联的开关。电感性元件与四个电容性元件中的两个并联。

图24示出能够将滤波电路的电路部件有利地集成于一个多层模块中的方式。电容性元件CE能够作为MIM电容器(MIM＝金属-绝缘体-金属；Metall Isolator Metall)与信号路径的区段实现在一层中。在该层之下，可以实现开关SW。在位于其之下的层中，可以提供层间连接，这表示(半导体)开关与谐振器元件之间的接口线路。于是，在具有接口的层之下可以布置谐振器元件，例如作为SAW、BAW、GBAW等元件。

图25示出针对频带34和39算出的通带曲线，可以借助开关在其间进行转换。

高频滤波器或具有高频滤波器的双工器还能够包括附加的谐振器或阻抗元件，特别是可调谐的阻抗元件。

附图标记列表

A：谐振器的导纳

ANT：天线

B：高频滤波器的插入衰减

B'、B1、B2、B3、B4：高频滤波器的插入衰减

CE：电容性元件

D：双工器

F：高频滤波器

GG：基本构件

IAS：阻抗适配电路

IE：电感性元件

IW：阻抗变换器

J：导纳逆变器

K：阻抗逆变器

P：并联谐振器

R：谐振器

RE：谐振器元件

RX：接收滤波器

S：串联谐振器

SP：信号路径

SW：开关

TX：发射滤波器

Z₀：线路特性阻抗

Φ：相移